Transvertor 1296/21MHz OK1VUM/OL3Z
Původní motivací vedoucí ke vzniku tohoto transvertoru byla nespokojenost s kmitočtovou stabilitou originálního transvertoru DB6NT druhé generace. Termostat, který lze koupit jako originální doplněk problém neřeší, protože stabilizuje teplotu na 40 stupňů Celsia. V praxi se toto ukázalo jako nedostatečné, protože zejména v létě je teplota uvnitř skříně transvertoru vyšší a kmitočet jinde, než by měl být. Že se pak těžko realizují dohodnuté skedy, je jasné.
Nechtělo se mi předělávat hotovou, i když nedokonalou konstrukci, tak jsem objednal nový transvertor, na který jsem chtěl napasovat kmitočtově stabilní oscilátor. Udělal jsem ovšem chybu, která se nakonec ukázala býti cestou k lepšímu výsledku. Z důvodu, že jsem potřeboval i nějaký předzesilovač, který neměl DB6NT, ale měli ho u Eische a ten má v nabídce i transvertor 23cm za stejnou cenu, jako DB6NT, jsem tam objednal všechno.
Po obdržení zásilky jsem zjistil, že přišlo něco jiného, než jsem čekal, totiž dorazila sice stavebnice transvertoru na 23cm, ale první generace. Srovnáním schemat jsem zjistil, že je to vlastně dobře, protože Tx a Rx cesty se přepínají relátkem a ne diodami, jako v novější verzi (diody stejně odcházejí a při opravě se nahrazují relátkem) a druhou výhodou je, že je použit SMD směšovač ve větším pouzdře, než v druhé generaci DB6NT a je tedy možné místo něj osadit výkonnější směšovač ESMD-C50HTR získaný z GSM šrotu, který je dvojitě vyvážený a je určen pro injekci LO +17dBm. Stavebnice se tedy stala základem pro transvertor s řadou úprav a vylepšení, které je možné shrnout do následujících bodů:
- mezifrekvence 21MHz, aby bylo možné použít krystalové filtry na mf
- externí LO 1275MHz s krystalem s bodem obratu 60oC a optimalizovaný na postranní šum. (aby měly mf filtry na 21MHz nějaký smysl, musí mít LO lepší odstup postranního šumu, než předpokládaný KV TRX, a to není na 1275MHz úplně triviální úloha) - výstupní výkon 10W s rezervou 2dB při IMD3 lepších, než 30dB (měřením na konstrukci s hojně užívaným modulem M57762 jsem zjistil, že pro odstup IMD3 dává max. 2,5W, což je v hrubém rozporu s tím, jak je většinou využíván. Řešením je zapojit za něj upravený GSM modul s BLV958, který umí přes 60W a při předpokládaném výkonu transvertoru 10W + 2dB rezerva zvládne IMD3 přes 30dB s rezervou. Komplikací je napájení 24V.)
- zlepšit intermodulační odolnost přijímače, přičemž šumové číslo pod 1dB není nutné, protože se předpokládá provoz s předzesilovačem. (originál má maximální vstupní výkon pro 1dB kompresi cca -30dBm a bez zásadní změny koncepce a použitých obvodových prvků se na tom nedá nic podstatného vylepšit) - na sobě navzájem nezávislé nastavení vybuzení na 21MHz indikované LED bargrafem (pro optimální vybuzení směšovače) a regulace výstupního výkonu na 1296MHz, který je měřen odbočnicí a opatřen špičkovým detektorem. Pro splnění požadavku byl vyvinut PIN atenuátor řízený napětím. - Výměna směšovače za odolnější typ ESMD-C50HTR, který je určený pro injekci oscilátoru +17dBm a realizace tím vyvolaných změn úrovňového plánu v transvertoru. Je zřejmé, že po realizaci všech těchto požadavků z původního transvertoru mnoho nezbylo.
Intermodulace na modulu M57762 při 10W PEP
Intermodulace na modulu M57762 při 2,5W PEP
LO 1275MHz
Už samotné rozhodnutí použít mf kmitočet 21MHz je důvodem pro použití externího oscilátoru, protože verzi 28MHz na 21MHz předělat nelze. Důvodem je to, že helikalová propust určená na filtraci LO na 1275MHz nejde naladit a nahradit ji typem použitým na 1296MHz jednoduše nelze, protože má jinou konfiguraci vývodů. Externí oscilátor 1275 MHz je v provedení modifikovaný DF9LN. Originál má totiž tu nectnost, že má odstup postranního šumu pouze -113dBc/Hz, měřeno 10 kHz od nosné a -118,4dBc/Hz 100kHz od nosné 1275MHz. Vzhledem k tomu, že frekvence LO 1275MHz v transvertoru pro 1296MHz vznikne z 106,250MHz násobením kmitočtu dvanácti, je odstup postranního šumu z oscilátoru DF9LN na 106,250MHz cca 135dBc/Hz ve vzdálenosti 10kHz (násobením se zhoršuje odstup postranního šumu o 20logN, kde N je činitel, kolikrát je kmitočet násoben, v našem případě 20log12=21,5dB)
Zapojení TCXO DF9LN s popsanými změnami
Měřicí protokol postranního šumu originálního DF9LN oscilátoru vynásobeného na 1275MHz Plochý průběh mezi cca 5 kHz a 1 MHz od nosné je interpretovatelný tak, že zde dominuje širokopásmový šum INA03184, pokles mezi 1MHz a 10MHz od nosné je dán průběhem interdigitálního filtru zařazeného za násobičem
Příčinou špatného odstupu postranního šumu je to, že výstupní signál z oscilátoru je nejdříve zeslaben útlumovým článkem 30dB na úroveň cca -26dBm a poté je zesílen zpátky v MMIC INA03184 zpátky na 0dBm. Účel je jasný, izolovat oscilátor od změn v zatěžovací impedanci, je to logické opatření, ovšem na mikrovlnách řádově desítky až stovky GHz, kde je potřeba optimalizovat oscilátor na krátkodobou i dlouhodobou stabilitu a odstup postranního šumu není příliš důležitý. Pro aplikaci na 23cm je vhodné optimalizovat oscilátorovou jednotku tím, že vyjmeme atenuátor 30dB a MMIC INA03184 nahradíme typem MAR2, který podstatně méně zesiluje. Touto úpravou se zlepšil odstup postranního šumu o 9 dB na hodnotu -122dBc/Hz 10kHz a o 11,5dB na hodnotu -130dBc/Hz 100kHz od nosné měřeno na 1275MHz (TNX OK1XWA).
Měřicí protokol postranního šumu modifikovaného DF9LN oscilátoru vynásobeného na 1275MHz
Dalším opatřením směřujícím ke zlepšení odstupu postranního šumu je filtrace signálu z TCXO před vstupem do násobiče. Pro filtraci je použit filtr z harmonických krystalů, stejných, jaký je v oscilátoru. Takový filtr neumím udělat tak, aby neměl parazitní rezonance nad propustným pásmem, takže by nešel použít jako prvek definující kanálovou selektivitu, ale pro zlepšení postranního šumu oscilátoru jeho „ošklivý“ tvar vlastně ani moc nevadí, podstatné je, že potlačí postranní šum. Domnívám se, že parazitní rezonance souvisejí s tím, že krystal pracuje na harmonickém kmitočtu. Snad by bylo tyto parazitní rezonancebylo možné potlačit tím, že by se do filtru použily krystaly, vyroběné rozdílnou technologií (řekněme jeden na 5. harmonické a druhý na 7. harmonické) a tím by možná parazitní rezonance nemusely být na stejných kmitočtech a navzájem by se mohly potlačit, ale to je pouze moje spekulace, kterou nemám ověřenou.
Průběh harmonického filtru na 106,250MHz
Detail průběhu harmonického filtru na 106,250MHz. Span odpovídá +-200kHz po vynásobení na 1275MHz.
Přínos harmonického filtru 106,250MHz k potlačení postranního šumu přepočtený na 1275MHz Z průběhu je zřejmé, že parazitní rezonance filtru se v oblasti, která je pro tento účel zajímavá, to jest +-200kHz po vynásobení na 1275MHz projeví pouze okrajově a přínos filtru je nesporný. Jistou vadou na kráse je to, že přínos filtru se neprojevuje v malých kmitočtových odstupech, konkrétně na +-10kHz, ale na +- 100kHz je již významný (22 dB pod kmitočtem a 29dB nad kmitočtem)
Sečtu-li naměřené hodnoty potlačení postranního šumu bez filtru a útlum filtru na těch samých kmitočtech, dojdu k tomu, že celý blok LO 1275MHz má postranní šum potlačen na +-10kHz od nosné cca -122 dBc/Hz, 100kHz pod kmitočtem -152dBc/Hz a 100kHz nad kmitočtem teoreticky 159dBc/Hz. Tyto hodnoty nejsou změřené, ale vypočtené.
Realizace krystalového filtru 106,250MHz
Schéma zapojení bloku násobiče 106,250MHz na 1275MHz
Filtry 1296MHz Vzhledem k mezifrekvenci 21MHz je nutné použít kvalitní filtry, aby byly nežádoucí produkty ( kmitočet LO a opačný směšovací produkt) dostatečně potlačeny. Zvolil jsem osvědčený interdigitální filtr, k výpočtu jsem použil software, který je volně ke stažení na webu VK3UM
Filtr je vestavěn do dutiny vyfrézované z hliníkového plocháče 100x20mm, dutina je hluboká 12mm, rezonátory průměr 8mm. Informaci, která se vyskytuje na internetu a tvrdí, že soft počítá špatně a rezonátory se musí udělat o 5mm kratší bych si dovolil modifikovat tak, že důvodem, proč je nutné rezonátory zkrátit není chyba software, ale skutečnost, že software vypočítá filtr na přesný kmitočet s nulovou dolaďovací kapacitou. Tím, že rezonátory udělám kratší, tedy neopravuji chybu sw, ale vytvořím si prostor pro dolaďování pomocí šroubů. Naprosto shodný filtr je použit v transvertoru pro vyčištění LO na kmitočtu 1275MHz, stačí ho pouze přeladit. Limitní kmitočet, kam lze ještě filtr naladit (těsně než se šrouby dotknou rezonátoru) je asi 1170MHz. Tvar filtru přeladěním příliš neutrpí. Skutečná délka rezonátorů použitá v realizaci je 52,0mm. Vzhledem k tomu, že na kmitočtu 1275 MHz bylo naměřeno potlačení LO na výstupu filtru pouze asi -55dBc (součet útlumu filtru a vybalancování směšovače), rozhodl jsem se vyrobit dvojitý filtr ze dvou kaskádně spojených čtyřpólových filtrů. Dvojitý filtr je vyroben ze silnějšího plocháče (40x100mm) tak, že dutiny jsou zafrézovány z obou stran, vzniknou tím dva identické filtry, které jsou kaskádně spojeny koaxiální propojkou elektricky dlouhou ¾ lambda. Rezonátory jsem vyrobil z mosazi a postříbřil, alternativně jsem zkusil jeden kus osadit rezonátory z hliníku, výsledek je cca stejný, tak jsem se rozhodl pro stříbřenou mosaz, protože se na ní dají vstupní a výstupní vazby snadno nakontaktovat pájením. Ladicí šrouby jsou vyrobeny z téhož materiálu, jako rezonátory a jsou opatřeny závitem M8x1
Tvar filtru 1296MHz a naměřené hodnoty:
Na vrcholu má filtr vložný útlum 4,0dB B6=16,86MHz B60=90,9MHz =>B60/B6=5,39.
Útlumová charekteristika filtru vztažená k jeho vrcholu je v následující tabulce:
Dolní mez (MHz)
Horní mez (MHz)
Šířka pásma (MHz)
-3
-7,04
+7,29
14,33
-6
-8,35
+8,51
16,86
-10
-9,87
+9,97
19,84
-20
-13,8
+13,73
27,53
-30
-18,7
+19,69
37,39
-40
-25,0
+25,5
50,5
-50
-33,8
+34,1
67,9
-60
-45,0
+45,9
90,9
-70
-58,8
+57,8
116,6
Útlum (dB)
Tvar dvojitého filtru 1296MHz a naměřené hodnoty:
Na vrcholu má filtr vložný útlum 7,0dB B6=13,56MHz B60=35,1MHz =>B60/B6=2,58
Útlumová charekteristika filtru vztažená k jeho vrcholu je v následující tabulce:
Útlum (dB)
Dolní mez (MHz)
Horní mez (MHz)
Šířka pásma (MHz)
-3
-7,04
+7,29
14,33
-6
-8,35
+8,51
16,86
-10
-9,87
+9,97
19,84
-20
-13,8
+13,73
27,53
-30
-18,7
+19,69
37,39
-40
-25,0
+25,5
50,5
-50
-33,8
+34,1
67,9
-60
-45,0
+45,9
90,9
Modul vstupního zesilovače 1296 MHz je proveden co nejjednodušším způsobem aplikací MMIC obvodu PGA-103+ MMIC obvod zjednodušuje práci tím, že je na vstupu i výstupu uvnitř přizpůsoben na impedanci 50 Ohmů. Naměřené parametry na konkrétní realizaci: zisk 15dB, maximální vstupní výkon pro 1dB kompresi -9dBm. Šumové číslo výrobce udává 0,6dB při 1GHz. Tlumivka tl2 spolus diodou chrání PGA-103+ před zničením napěťovou špičkou při zapnutí +12V preamp. Pramen: www.minicircuits.com
Napětím řízený atenuátor 1296MHz je postaven z PIN diod v zapojení doporučeném výrobcem. Modul je vestavěn do vyfrézovaného hliníkového bloku a opatřen konektory SMA.
Odbočení RX signálu pro CW skimmer Je provedeno tak, aby skimmer dostával signál vždy z celého pásma bez ohledu na to, jaký filtr 21MHz je zařazen. Rozbočení je proto zařazeno mezi výstup směšovače 1296/21MHz a vstup desky mf filtrů 21MHz. Pramen: DC4KU
Transformátory jsou navinuty bifilárně, resp. trifilárně zkroucenými lakovanými dráty průměr 0,3 mm, počet závitů je „co se na toroid vejde“. Pozor při utahování vinutí na závit nakrátko způsobený proříznutím izolace o ostrou hranu toroidu, protože ferity řady H jsou elektricky vodivé.
Při příjmu dělič rozdělí výkon v poměru 1:1 , tedy s útlumem 3 dB při současném zachování impedancí. Vzhledem k tomu, že výstup pro skimmer je zapojen přímo do N konektoru, zatímco výstup pro mezifrekvenční transceiver musí projít přes desku filtrů 21MHz, dostává skimmer silnější signál, než mf transceiver. Při vysílání projde signál z budicího mf transceivru přes filtrovou desku na transvertorový port děliče beze ztrát, průnik do výstupu na skimmer je dán nevyvážením. Při korektním zakončení jsou porty pro skimmer a pro mf transceiver vzájemně vybalancovány o více, než 30dB, v reálném provozu, z důvodu, že vstupní impedance Schottkyho směšovače se 50 Ohmům moc nepodobá (výrobce udává SWR na IF portu lepší, než 2,55) a útlumový článek v TX cestě před směšovačem to nezachrání, se vybalancování děliče zhorší na cca 20dB, nicméně průnik budicího signálu 21MHz do výstupu pro CW skimmer nepřesáhne při vysílání 0dBm a tak není potřeba výstup pro skimmer při vysílání nijak blokovat.
Kapacitním trimrem se optimalituje útlum odrazu na vstupu pro transvertor, nastavení je ploché a rozdíl mezi optimálním nastavením a stavem bez kondenzátoru je malý (bez kondenzátoru je útlum odrazu cca 30dB, optimálním nastavením lze dosáhnout asi 34dB) Dělič je vestavěn do krabičky KVT31 s rozměry 30x40x17mm a je opatřen třemi SMA konektory.
Výkonový atenuátor 21MHz slouží k zeslabení budícího výkonu na 21MHz z mf transceivru na potřebnou úroveň. Atenuátor má útlum 20dB a předpokládá se budicí výkon cca 10W. Vestaven je do krabičky z pocínovaného plechu a je opatřen vstupním a výstupním BNC konektorem a jedním SMA konektorem pro výstup měření vybuzení. Součástí modulu atenuátoru je obcházecí relé QN59925, které je z bezpečnostních důvodů zapojeno tak, že bez napětí je propojena cesta přes atenuátor, zatímco Rx propojka je zažazena při sepnutí relé. Indikátor vybuzení se nastaví tak, aby při správném vybuzení svítily všechny zelené LED a žádná červená. Pro plné vybuzení potřebuje LED bargraf 5V.
Modifikace bloku transvertoru DB6NT-DF9LN
Skutečnost, že transvertor je obestavěn řadou bloků, jejimž smyslem je zlepšit vlastnosti celku, si vynutila dílčí modifikace v zapojení na desce původního transvertoru DB6NT-DF9LN.
Přijímací cesta je upravena jednak tak, že je zcela odstraněn vstupní tranzistor MGF1302 včetně obvodu vstupního přizpůsobení tvořeného L1,L2, 8,2pF, signál ze vstupního SMA konektoru je přiveden přímo na odpor 100Ohmů. Druhou změnou je náhrada MMIC MAR6 obvodem Minicircuits ERA-5SM+. Důvodem záměny je skutečnost, že obvod MAR6 tím, že jeho max. výstupní výkon je pro 1dB kompresi +2dBm, zatímco směšovač snese cca +10dBm (původní je nahrazen výkonnějším) a to je ještě v cestě helikalová propust a diodový přepínač. Obvod ERA-5SM+ je schopen dát na výstupu asi +18dBm s tím, že zesiluje nepatrně víc, než MAR6. Zapojení vývodů je stejné, záměna se provede pin to pin. Napájecí odpor 150Ohm je nutné zmešit na 33Ohm například tak, že se k němu připojí paralelně odpor 47Ohm. Projevy nestability obvodu ERA-5SM+ na desce transvertoru se odstraní zatížením vstupu kapacitou 1pF proti zemi. Dále se těsně za směšovač v RX cestě zapojí MMIC GALI-6+. Smyslem je nízkošumové předzesílení signálu ze směšovače o cca 10dB, protože následuje dělič pro skimmer deska filtrů, která má útlum.
Vysílací cestu je nutné v důsledku záměny směšovače modifikovat tak, že bude v optimálním případě o 10dB méně zesilovat, neboť směšovač pracuje na úrovni o 10dB vyšší, než původně použitý typ SMD-C3. Změnu jsem zrealizoval tak, že MMIC v budiči M67715 původního typu INA10386 jsem zaměnil za typ ERA-5SM+, tedy stejný typ, jako v přijímači. Pokles zesílení je cca 8,5dB, což je skoro to, co je potřeba . Úprava pracovního bod není potřeba, občasné projevy nestability vyřeší kapacita 1pF ze vstupu na zem.
V budicím obvodu před směšovačem ve vysílací cestě je změněn útlumový článek tak, že odpor 50Ohmů je nahrazen hodnotou 150Ohmů a odpor 820 Ohmů hodnotou 82Ohmů. Útlum před směšovačem ve vysílací cestě je tím nastaven na hodnotu cca 8dB.
Oscilátor a násobič jsou vyřazeny z provozu, injekce z externího oscilátoru je přivedena z přidaného SMA konektoru přímo do směšovače.
Úrovňový plán oscilátoru
Úrovňový plán vysílací cesty
Jak je z úrovňového plánu vidět, je na vstupu desky s krystalovými filtry výkon +18dBm, což je v rozporu s údajem uvedeným OK1VPZ v jeho článku Je možné sestavit zařízení pro VKV závody bez nutnosti kvalitativních kompromisů? , kde uvádí maximální výkon na vstupu desky +3dBm. Protože takhle nízká úroveň mi nezapadala do úrovňového plánu, zkusil jsem, co filtr snese a troufnul jsem si +20dBm. Kupodivu filtr jsem nezničil, funguje dál, tvar křivky propustného pásma se s výkonem nijak nemění. Dotázal jsem se výrobce, jaký je maximální přípustný výkon na vstupu filtru MCF21xxx-30B, jelikož v popisu výrobku se o maximálním výkonu nic nepíše a dostal jsem odpověď, že v laboratoři výrobce jsou schopni měřit výkonem maximálně +16dBm, to filtr snese a jelikož jejich měřicí aparatura víc než +16dBm nedá, tak vlastně nevědí, při jakém výkonu dojde k destrukci filtru. Mezí je takový výkon, při kterém se utrhne elektroda vlivem velkého zrychleni. K tomu, jak jsem experimentálně zjistil, nedojde ani při +20dBm na vstupu.
Atenuátor 8dB je zařazen mezi výstupem děliče výkonu a vstupem směšovače proto, aby zlepšil nevalný útlum odrazu na vstupu směšovače.
Úrovňový plán přijímací cesty
Naměřené parametry transvertoru Šumové číslo: Konverzní zisk RX cesty: Vstupní výkon pro 1dB kompresi Nominální výkon vysílače Maximální výkon vysílače IMD3 Potlačení postranního šumu LO:
<1,5dB 17dB -15dBm 10W 50W -30dBc při 10W PEP -123dBc/Hz (10kHz) -127dBc/Hz (20kHz) -139dBc/Hz (50kHz) -151dBc/Hz (100kHz) -164dBc/Hz (200kHz) Potlačení postranního šumu je vypočteno jako součet změřeného potlačení postranního šumu oscilátoru 1275MHz a útlumu filtru na 106,250MHz
