Nagynyereségű mikrosztrip antennák VÖLGYI FERENC Budapesti Műszaki Egyetem Mikrohullámú H í r a d á s t e c h n i k a T a n s z é k
ÖSSZEFOGLALÁS
VÖLGYI
Az integrált áramköri technika előnyösen alkalmazható mikrohullá m ú antennák megvalósítására. A nyomtatott, mikroszalagvonalas antennák (MSA) kedvezőbb geometriai méretekkel rendelkeznek, valamint egyszerűbben gyárthatók, mint a velük azonos teljesít ményű egyéb antennatipusok. Áttekintjük az MSA-elemeket és nagynyereségű antennarácsokat, kihangsúlyozva a gyakorlati ter vezési módszereket. A cikk a mikrosztrip antennák íobb jellemzőivel, a tervezés és realizálás kérdéseivel foglalkozik, valamint bemutatja a Budapesti Műszaki Egyetem Mikrohullámú Híradástechnika Tan széken lolyó kísérletek eredményeit. Végül ezen antennák további kutatásához és kísérletekhez szükséges útmutatást ad.
Bevezetés A legegyszerűbb kivitelű nyomtatott antenna (mikro szalagvonalas antenna, microstrip antenna: MSA) egyetlen v é k o n y szigetelő anyaggal e l v á l a s z t o t t k é t p á r h u z a m o s vezető felületből álló szendvics szerke zet. Az alsó vezető (földelő lemez) reflektorként m ű k ö d i k , a felső vezető réteg pedig a sugárzó elem, amely lehet p l . egy rezonáns négyszögletes felület ( 1 . á b r a ) , k ö r a l a k ú felület, rezonáns dipól stb. [1], [2]. Ezen elemi a n t e n n á k m á r i r á n y í t o t t sugár z á s t mutatnak, izotróp a n t e n n á r a vonatkoztatott nyereségük [4] azonban néni jelentős. Nagynyereségű nyomtatott a n t e n n á k azonos szer kezeti felépítésű (monolitikus) nyomtatott sugárzó sorból, illetve ezekből összeállított sugárzó felület ből (sugárzó rács) készíthetők. Az elemeket rendsze r i n t egy nyomtatott á r a m k ö r i lap egyik oldalán m a r a t á s s a l alakítják k i [3]. Mikroszalagvonalas á r a m k ö r ö k biztosítják a fázisvezérlést és teljesítmény szétosztást az oszlopok és sorok elemei k ö z ö t t . A k t í v elemek (Schottky diódák, mikrohullámú tranziszto rok, P I N - d i ó d á s fázistolók stb.) közvetlenül a mikroszalag antennalapra integrálhatók. A fenti, n y o m t a t o t t á r a m k ö r i technológiával elő állítható a n t e n n á k előnyös tulajdonságai: :
— viszonylag egyszerű (kvázi kétdimenziós) szer kezet, — kis súly, minimális anyagfelhasználás, — alacsony gyártási költségek, — nagy tervezési változatosság (szabadságfok), — egy darabból állók (integráltak), — hozzásimulnak az adott felületekhez (sík- vagy konform a n t e n n á k ) , — tetszőleges (lineáris vagy körös) polarizáció, — egyidejűleg k é t vagy t ö b b frekvencián m ű k ö d ő a n t e n n á k készíthetők, — moduláris tervezés (elemi a n t e n n á k , sugárzó sorok és rácsok, a k t í v és vezérlő elemek), Beérkezett: 1985. I I . 18. ( * )
266
Számos tantárgy — An tennák és hullámterjedés, Mikrohullámú eszközök és áramkörök, Aramkörök-II, Mikrohullámú áramkörök számitógépes tervezése — előadója. Ku tatási területei: mikro hullámú aktív áramkö rök (kis zajú parametri kus erősítők), milliméte res hullámú áramkörök, mikrosztrip antennák.
FERENC
A Budapesti Műs aki Egyetemen szerzett villa mosmérnöki diplomát 1964-ben, mikrohullámú szakmérnöki diplomát 1972-ben. A BME Mik rohullámú Híradástech nika Tanszék oktatója, 1964-óta. Egyetemi ad junktus, a Mikrohullámú Laboratórium vezetője.
— speciális a n t e n n á k készíthetők ( a d a p t í v anten nák, többrétegű a n t e n n á k , frekvencia vezérlésű mikroszalag a n t e n n á k , széles irányszög tarto m á n y r a készült sugárzó sorok, frekvenciaváltós a n t e n n á k , digitálisan fázisvezérelt antenna so rok stb.), —' végül, de nem utolsósorban: léteznek nagyon jó a p e r t ú r a hatásfokú sokelemes nyomtatott antennarendszerek [1] 267. old., [12], [13]. A mikroszalag a n t e n n á k alkalmazásának k o r l á t a i k ö z ö t t kell említeni a rezonáns elemű antennarend szerek keskeny frekvenciasávját, a sokelemű anten narendszerek tápláló h á l ó z a t á n a k veszteségeit (főleg nagyobb mikrohullámú frekvenciákon), valamint az a d ó a n t e n n a k é n t t ö r t é n ő alkalmazásoknál a korláto zott r á a d h a t ó teljesítményt. A mai gyakorlatban nyomtatott a n t e n n á k a t hasz nálnak a legkülönfélébb frekvenciákon 100 MHz-től egészen 70 GHz-ig. A méretek szubmilliméterestől (monolitikus rezonáns antenna szubmilliméteres hul l á m t a r t o m á n y r a ) 23 négyzetméterig (SEÁSAT mic-
HOWZONTALiS
POLARIZ
NYOMTATOTT
SUGA'RZd
KÖZVETLEN TA-PL/WlAS
LEKTRJKUM FE*M
ALAPLEMEZ
1H45-11 1. ábra. Rezonáns négyszögletes mikrosztrip antenna MSA) Híradástechnika
XXXVI.
évfolyam
1985. 6. szám
ANTENNÁS a PROP. CONF P R 0 C E E D I N 6 S MICROWAVES
80 605* SÍ
G
MW-JOURNAL E LECTR L E T T E R S
2
o
>
" I £ '2
2
3
3
M
o
i .j. i í « 3
4
_j
IE EE/MTT
in
20
szűrők-, g y ű r ű s rezonátoros á r a m k ö r ö k stb.) fejlesz t e t t ü n k k i [15] a l u m í n i u m h á t l a p p a l erősített Polyguide (lásd [5] 3.3.1. alfejezet) alapanyagon. Kísér leteim alapján ez a l a m i n á t u m nyomtatott a n t e n n á k készítésére is kiváló, vesztesége kicsi, az a l u m í n i u m h á t l a p pedig á l t a l á b a n feleslegessé teszi t o v á b b i mechanikai merevítők a l k a l m a z á s á t . A d o t t alapanyaghoz és s z u b s z t r á t u m vastagság hoz h o z z á r e n d e l h e t ü n k egy véges frekvenciasávot, melyben a nyomtatott antenna p a r a m é t e r e i közel op timálisak. Ennek illusztrálására t e k i n t s ü k a végén n y i t o t t szalagvonal s u g á r z á s o k a t is figyelembevevő 3. á b r a szerinti helyettesítő k é p é t . Az Y h u l l á m a d mittanciájú mikroszalagvonalra kapcsolt elektro mágneses h u l l á m a t á p v o n a l dielektromos- és fém vesztesége k ö v e t k e z t é b e n csillapodva j u t a n y i t o t t véghez, ahol az e g y ü t t e s h a t á s t G k o n d u k t a n c i á v a l vehetjük figyelembe. A h u l l á m egy része reflektáló dik, másik része a k b . (pXh) m é r e t ű résen keresztül kisugárzódik a k ö r n y e z ő térbe, illetve felületi hullá mot gerjeszt a s z u b s z t r á t u m b a n . Ezeket a h a t á s o k a t a G sugárzási k o n d u k t a n c i á v a l , G felületi h u l l á m m a l arányos k o n d u k t a n c i á v a l és a v é g h a t á s t leíró B szuszceptanciával jellemezzük. Alapösszefüggések: 0
o
s
R
S
00
oo
IH45-2 2. ófcra. Mikrosztrip antennákkal foglalkozó nyelvű szakcikkek száma évi b o n t á s b a n
idegen
rostrip fázisvezérelt a n t e n n a r á c s , m é r e t e : 10,7 m X 2,2 m) terjednek, lásd [1] 259.*old. A vázolt gondolatok alapján azt hiszem, nyilván való az a rendkívül nagy érdeklődés, amelyet a k ü l földi k u t a t ó k , szakemberek a mikrosztrip a n t e n n á k i r á n y á b a n mutatnak. A megjelent idegen nyelvű szakcikkek száma évről évre növekszik. Ennekillusztrálására szolgáljon a 2. á b r a hisztogramja, mely az á l t a l a m ismert, mikrosztrip antenna t é m á j ú idegen nyelvű (nagyrészt angol) szakcikkek s z á m á t mutatja évenkénti bontásban. Hazai v o n a t k o z á s b a n elsősorban figyelemfelkel tésnek s z á n t a m az [8] előadást, melyben az elemi nyomtatott a n t e n n á k a t , valamint a rezonáns négy zet alakú elemekből [9] felépített sugárzókat [6] ismertettem. Jelen cikket a nagynyereségű nyomta t o t t a n t e n n á k n a k szentelem, röviden ismertetve a főbb tervezési megfontolásokat, az érdekesebb reali zációkat, vázolva saját k u t a t á s i eredményeimet. A sokféle a n t e n n a - p a r a m é t e r közül i t t elsősorban a nyereséget vizsgálom, a különféle mikrosztrip anten n á k a t az elérhető nyereség a l a p j á n értékelem.
m
r
s
W) 0
(i)
Í20n
2
ÍHZ5^3l 3. ábra. Végén nyitott szalagvonal és helyettesítő képe
Tervezési megfontolások
t'°
korlátozások
o
B á r a mikrosztrip sugárzók g o n d o l a t á t Deschamps m á r 1953-ban felvetette, gyakorlati realizációkra csak a 70-es évek közepén k e r ü l t sor (2. ábra), amikor is megfelelő kis veszteségű, réz vagy arany b e v o n a t ú dieiektromos s z u b s z t r á t u m o k álltak a tervezők ren delkezésére. Ma ezen jó minőségű anyagok széles skálája ismeretes. Gyakran h a s z n á l t l a m i n á t u m o k például az alábbiak (gyártmány-elnevezések): -
R T Duroid 5880 (Rogers Corp.), K - 6 0 9 8 (3M Company), Polyguide (Electronized Chemicals Co.), Rexolite-1422.
A Mikrohullámú H í r a d á s t e c h n i k a Tanszéken sokféle mikrohullámú á r a m k ö r t (pl. parametrikus erősítők, Gunn-oszcillátorok, Schotty-keverők, legkülönfélébb Híradástechnika
XXXVI.
évfolyam
1985. 6. szám
I I 1 1 1,
Alapanyagok,
2,0
16 \ -
ÍS)E OYEf
LET
1,0 •'/
OA (7)
0,2 0,1
. 1 . ,1
1111
. 1,
ll
1111
. 1 i 11 i i 1 1 I ( W/A.)
4. ábra. Az I(W/X ) és aszimptotái 0
- S
integrál íüggvény (5. egyenlet)
267
10
0
<*• •
£,.=2,32
/a s -a o
K » 1 , 5 9 rr m
t
10
a
W
2,80 cr m
=
/
i /
/
/
/
/ / / /
i ii
00
f
/ /
x
*|=507.
I
/
i
s
/
/
i I I
'
I
I
10°
.
015
/
I
.
l /
J
/
i
/ /
1' ,
1
i
10
1
1
50
20
1 1
100
(ESÉS 5. ábra. Végén nyitott szalagvonal helyettesíthető képében szereplő elemek frekvenciafüggése
G = G,log[SjP/10] s
fí=2,589
Y.
5 == melléknyaláb szint, L
h \ e + 0,300
w/h + 0,262
e
258 ' i b / A + 0 , 8 1 3 '
(2) (3)
A k o n d u k t a n c i á k frekvenciafüggését szemléletesen mutatja az 5. ábra, amely 1/16" dielektrikum vas tagságú Polyguide anyagra vonatkozik, w = 2 , 8 m m szalagszélesség mellett. L á t h a t ó , hogy kis frekvenciá k o n G =*Q, G pedig e l h a n y a g o l h a t ó G -hez k é p e s t A t á p v o n a l nem sugároz, a helyettesítő k é p b e n ele gendő a v é g k a p a c i t á s t és legfeljebb a t á p v o n a l vesz teségeket figyelembe venni. Közepes mikrohullámú frekvenciákon jó hatásfokú s u g á r z ó t kapunk, elha nyagolható szintű zavaró felületi hullámokkal. Nagy frekvenciákon a dielektrikum síkjába eső sugárzás megnő, az antenna i r á n y k a r a k t e r i s z t i k a leromlik. A (9) egyenletből s z á m í t o t t hatásfok görbét, va lamint a (2) egyenlet a l a p j á n m e g h a t á r o z h a t ó S m e l l é k n y a l á b szint frekvenciafüggését a 6. á b r a mu tatja. Elfogadható nyomtatott a n t e n n á k paraméterei nek 77=3:50% és S ^s —10 dB-t tekintve, a frekvencia h a t á r o k az á b r á n m e g t a l á l h a t ó k . S
e
e
= ^ + ^ ( i
+ i2/ /a,)- / 1
í
s
(4)
71
í(u>/A ) = J s i n ^ | - c o s 0 j . t g 2
2
o
0-sin 0 d 0 .
(5)
o Az I(w/Á ) integrál függvény m e n e t é t a 4. á b r á n k ü l ö n megadtam. Közelítő kifejezések: 0
r
m
L
L
/-7r ^j; 2
w/A Ȓ. 0
(7)
A t á p v o n a l n y i t o t t végén az eredő (ekvivalens) kon duktancia : G = G + G + G, e
m
r
s
(8)
ezzel a sugárzó h a t á s f o k a :
Gyártási
toleranciák
Az 1. á b r á n l á t h a t ó négyszögletes nyomtatott anten n á n á l t u l a j d o n k é p p e n k é t , k b . (wXh) méretű réssu gárzó együttműködéséről van szó, amikor is La? = A /2 választás mellett (vagyis a végkapacitásokat vonalhossz rövidítéssel k o m p e n z á l v a ) rezonáns an t e n n á t kapunk, G =2G antenna sugárzási konduk tanciával. m
A
7} = G /G . r
268
e
(9)
Híradástechnika
r
XXXVI.
évfolyam
1985. 6. szám
100
S d8
V / .
L
V. HAT A' R.0K
t
) %
lOrfG
s =L
y
80 = 2,32 h = - 1,59 mr w = 2,80mr
7
.L'
60
f
*
/
40
/
y
y
* r
/
1
y
/
/
/
/
/
/
/
/
j
r
y
/
-10
/
-20
/
-30
/
20
1
10
S0
20
100 fRZ5=6l
6. ábra. Polyguide alapanyagon realizált L = Am/2 hosszúságú rezonáns MSA hatásfoka és kedvezőtlen esetben fellépő melléknyaláb szintje
t a t o t t a n t e n n á k n á l a Ah hosszúságtűrés h a t á r o z z a meg alapvetően a rezonanciafrekvencia p o n t o s s á g á t .
A rezonanciafrekvencia:
2(L+2AL)Y7
e
(10)
'
Elemi MSA-k
ahol: c: fénysebesség, e a (4) egyenletből s z á m í t o t t effektív dielektromos állandó, e
1
AT
h
=T«f7
.
AL
B
(ii)
(13)
Y- > 0
ahol: I az (5) egyenlettel adott integrál (lásd 4. á b ra). A (6) és (7)-tel adott közelítéseket figyelembe v é v e :
ahol: B a (3) egyenlettel adott szuszceptancia. Az optimális elemszélesség: (12) A (10) egyenlet szerinti rezonanciafrekvenciára elvé gezve a toleranciaanalízist, a l a m i n á t u m o t szállító cég á l t a l adott As , Ah, At valamint a fotomaratási technológia során t a r t h a t ó Ah és AW bizonytalan ságokat figyelembe véve 1 /32"-os Polyguide anyagra a 7. á b r á n megadott e r e d m é n y e k e t kapjuk. Az X - s á v ban vagy efölötti frekvenciákon rezonáns nyom r
XXXVI.
Egy W szélességű réssugárzó i r á n y h a t á s a (irányított sága) :
arctg e
Híradástechnika
nyeresége
évfolyam
1985. 6. szám
D == 3(4,8 dB), n;/V
(14) (15)
Az 1. á b r a szerinti négyszögletes mikrosztrip anten n á r a , amely az E-elektromos s í k b a n k é t résből áll, az irány h a t á s : D =
2D
1
(16)
1+012 '
269
— i —
A
30
1/
30
T)
—
\
20 •••"*
;/
10
i i
i i
• 0
Ü2
W
(^É>
i
0,8
V>
U
Vi
*6
H45-9 Ö. döra. Rövid dipólusokból felépített nxn négyzetalakú oldalsugárzó rács irányítottsága
J
I
6
I
I
1
A nyomtatott antenna izotróp a n t e n n á r a vonatkozó nyeresége:
1_
8 10 12 F R E K V E N C I A , GHr *•
G^rjD,
E ü E z ]
7. ábra. Rezonáns négyszögeletes MSA adott toleran ciákhoz tartozó relatív rezonancia frekvencia eltérése
I l i i
1'
' 1 •
llll
•
1'
TTTTT^ • 1 '
-
/
/
/.
-
__
ahol r\ (9)-cel adott.
(18)
Polyguide-hordozókra elvégezve a számításokat az 1...10 GHz f r e k v e n c i a t a r t o m á n y b a n 4,5...7,5 dB k ö z ö t t i nyereségértékeket kapunk. K ö r alakú nyom t a t o t t a n t e n n á k r a hasonló értékek a d ó d n a k . Hogyan növelhető a nyereség? Fenti M S A - k a t építő elemnek tekintve, t ö b b elem összekapcsolásával k é p e z z ü n k sugárzó sort, majd sorok összekapcsolásával sugárzó rácsot (felületi antenna), ezzel az irányítottság lénye gesen megnövekszik. Másik lehetőség: eleve nagyobb nyereségű elemek (pl. haladóhullámú MSA-k) alkal mazása. Haladóhullámú
•'A
elemű
vonalsügárzók
A végén illesztetten lezárt haladóhullámú vezeték su gárzását régóta ismerik és hasznosítják az a n t e n n á s gyakorlatban (lásd [4] 3.17. alfejezet). Nagy távol ságú rövidhullámú összeköttetésekhez elterjedten al k a l m a z z á k a vízszintes r o m b u s z a n t e n n á t , míg t/.Rff-frekvenciákon használatos a körpolarizált hul l á m vételére szolgáló helix-antenna. T o v á b b i típusok, mint p l . a Franklin-antenna, meander-vonalsugárzó közvetlenül is alkalmasak mikrohullámú frekvenciá k o n m ű k ö d ő haladóhullámú mikrosztrip a n t e n n á k (MTA) létrehozására. A 8. á b r á n vázolt MTA sugárzási karakteriszti k á j á n a k főiránya: ©^cos-
1
(19)
(/?/*„),
ahol: k =27t/Á , 0
0
A =c/f, 0
H45-8
(20) (21)
8. ábra. Haladóhullámú mikrosztrip antenna (MTA) és a számításokhoz használt koordináta-rendszer
ahol: g a normalizált kölcsönhatási konduktancia (lásd [1] 52. old.)- Feltételezve, ho y g
n
f} a hullámvezető s t r u k t ú r a m e n t é n vezetett h u l l á m o k . fázistényezője, m í g a az általuk gerjesztett koherens kisugárzott hullámok k ö v e t k e z t é b e n fellépő vesz teség. Az egyenletekből l á t h a t ó , hogy a maximális sugárzás iránya a frekvenciával vezérelhető (frequency scanning antenna). Az antenna hullámhosszban m é r t hosszának (L/A ) növelésekor egyre i n k á b b orrsugárzóvá válik, t e h á t 0
D=2D
V
270
(17)
Híradástechnika
XXXVI.
évfolyam
1985. 6. szám
0 - * O . Ls=2A esetén a maximum i r á n y a megegye zik mind haladó, mind állóhullám esetén. Az oc-csillapítás növelésekor a fősugárzási irány gyakorlatilag v á l t o z a t l a n marad, csak a nullirányok „feltöltődnek". M
G~&r-s-14 d B ,
0
Egy W szélességű, L hosszúságú MTA nyeresége (lásd [1] 186. old.): G=
4ziWLsm0 X%
M
tan h(oL/2) ' (oL/2)
(22)
Legyenek egy antenna m é r e t e i : W = A / 2 , L = 4 A q , csillapítása: aLsslO d B , közelítőleg oldalsugárzót 0
feltételezve ( 0 S Í 9 O ) : O
m
, . . ^ u -r * [
(24)
H
(
1=
t
A 9. ábráról az is leolvasható, hogy az optimális elemtávolság (0,8—0,9) X között adódik, elemszámtól függően. Takarékossági okokból d=0,7A választás mellett sem romlik azonban észrevehetően az anten narendszer irányítottsága.
Határ a csillagos ég? Meddig érdemes az elemszámot növelni? Közvetlen műsorszóró műhold vételére tervezett, mikrosztrip táplálású nyomtatott széles réssugárzókból felépített 512-elemes antennáról számol be M . Collier [10] cik kében. Negyedhullámú réseket, helyezett el egymástól XJ2 távolságra az E síkban, Á távolságra a H sík ban (lásd 10/J á b r á t ) . Egy L oldalhosszúságú négy zetes elrendezés esetén a teljes e l e m s z á m : N= =2L /Aő- A v á l a s z t o t t elosztó hálózat mellett a t á p vonal vesztesége: A — 3xL/2. Egyetlen réssugárzó nyereségére G = 5 dB értéket kapott. Mindezeket figyelembe véve, az antennarendszer nyeresége: 0
2
1
G ( d B ) = G 1 0 l o g ^ r --^í fr > L
1 +
Híradástechnika
XXXVI.
évfolyam
sugárzó sorok és rácsok
Elemi nyomtatott a n t e n n á k b ó l felépített sugárzó so rok és rácsok (microstrip array antenna: MA A) vizs g á l a t á r a jól h a s z n á l h a t ó elmélet az izotróp sugár zókra kidolgozott pontforrás-sor analízis (lásd [4] 3.7. alfejezet vagy [1] Ch. 7.). Eszerint egy n elemű, d elem távolságú, 0 irányba sugárzó izotróp sor irányítottsága: M
0
ahol 0 és 0 az E és H síkú 3 dB-es irányélességi szögek (fokokban). Mekkora nyereséget é r h e t ü n k el sokelemű sugárzó ráccsal? Becsléshez használjuk a 9. á b r á t , mely r ö v i d dipólusokból felépített nXn elemű négyzetes ol dalsugárzó elrendezés irányítottságára vonatkozik. A diagramból leolvasott értékekből 1,8 dB-t levonva, megközelítőleg izotróp a n t e n n á r a v o n a t k o z ó irányí t o t t s á g o t (D ) kapunk. Az elemek távolságát 0,9 A-ra választva 20x20 = 400 elemű elrendezéssel D,^30 dB adódik. Álljon a rendszer G 5 dB nyereségű négyzetalakú nyomtatott elemekből. A teljes elosztó hálózat vesztesegére v e g y ü n k fel A = 3 dB-t, ezzel a teljes rendszer v á r h a t ó nyeresége G,-3í32 d B . B
Mikrosztrip
^ ——• sin (pk d) • cos (pk d• cos 0 ) 1 . p=o n J
A maximális i r á n y í t o t t s á g r a egy egyszerűbb k é p l e t : Anax-ÖE-©* = 41 253,
amely t ö b b m i n t négyszerese az elemi nyomtatott a n t e n n á k nyereségének.
(25)
1985. 6. szám
0
M
(23)
maximummal bír az oldalhossz (így az elemszám) függvényében. A z alkalmazott dielektrikum esetén, 12 GHz-en az é r t é k e k : iV=1874, D = 3 0 dB. A görbe maximummal bíró jellege m i a t t az utolsó dB-ekért nagy elemszám- és költségnövekedéssel kell fizetni. Végeredményben a realizált 512-elemes a n t e n n á v a l 25 dB nyereséget é r t el A = 5,8 dB t á p vonalveszteség mellett. r a a x
K é s ő b b Nakaoka és t á r s a i ([1] p . 268.) 320-elemű réssugárzóval 28 dB nyereséget értek el 12 GHz-en. Kérdés ezek u t á n az, egyáltalán hogyan lehet 30 dBnél nagyobb nyereséget realizálni? A válasz: nagyobb nyereségű építőelem és jobb elosztóhálózat kell! Diszkrét elemekből felépített sugárzórendszer ele meinek t á p l á l á s á r a szolgáló különféle megoldásokat mutatja a 10. á b r a . A számos összekapcsolási lehető ség közül előnyben kell részesíteni azokat, melyek — amellett, hogy biztosítják az elemek részére az előírt amplitúdójú és fázisú gerjesztést — minimális csillap í t á s ú a k , minimális sugárzásúak, széles frekvencia s á v b a n jó impedanciaiílesztést biztosítanak a be meneti csatlakozó felé. Nagy elemszámú felületi sugárzó elrendezéseknél, nagyobb m i k r o h u l l á m ú frekvenciákon rendkívüli je lentőségűvé válik a táplálóhálózat vesztesége. A k u t a t ó k nagy erőfeszítéseket tesznek ezen veszteségek csökkentése érdekében. P é l d a k é n t említem a [13] h i v a t k o z á s b a n ismertetett 17 GHz-es antirezonáns dipólusokból felépített 100 elemű MAA táplálóháló z a t á t . Az antenna csőtápvonal bemenetű, a sugárzó sorokat szimmetrikus szalagvonallal, az elemeket koplanár-szalaggal táplálják, így a hálózat veszte sége mindössze 1,3 d B . A [12] cikkben ismertetett, 36,9 dB nyereségű, 1024 elemű 12 GHz-es a n t e n n á r a a teljes tápláló rendszer vesztesége: 2,45 d B . Az X sávú, 128 elemű a n t e n n á m (13. ábra) elosz tóhálózatát az 1 /32"-os Polyguide l a m i n á t u m o n rea lizált sugárzók síkja m ö g ö t t helyeztem el, mikrosztrip vonalak helyett árnyékolt szalagvonalakkal realizál tam, amely melléknyalábok szempontjából is ked-
271
10. ábra. MSA-elemek táplásának különféle megoldásai (számértékek: impedanciák ohmban): A) Kapacitív csatolás (rezonáns sugárzók), B) Közvetlen csatolás (fésűs antenna), C) Soros táplálás (szélek felé csökkenő amplitúdójú MSA-sor), D) Párhuzamos táplálás, szakaszonként csökkenő impedanciával (négyzet alakú MSA-kból felépített oldalsugárzó sor [6], E) Közösített táplálás (in-line osztó, lineáris átmene tekkel [6]), F) Negyedhullámú transzformátoros párhuzamos táplálás (henger felületre hajlított széles MSA részlete [3]), 6) Nyomtatott elemek táplálása dielektromos hullámvezetőről (70 GHz-es hybrid MSA), H) Táplálás koplanár résvonallal (nyomtatott antirezonáns antenna), J) Elektromágneses csatolás (mikro sztrip elosztó hálózattal táplált széles résű sugárzó rendszer részlete [10]), K) Kereszttáplálás, átlós irányú mikrosztrip tápvonalakról (nyomtatott rezonáns dipólusok [1]))
vezőbb. A négy bemenetet közösítő hálózat vasta gabb ( 2 X 1 / 1 6 " ) hordozón készült. A teljes t á p v o n a l rendszer vesztesége k b . 1,5 d B . Realizációk (kutatási eredmények) Moduláris
tervezés
A mikrosztrip a n t e n n á k k a l való ismerkedésemet egy X sávú, négyzetalakú nyomtatott antenna (11/a á b ra) megtervezésével kezdtem, 1974-ben. Az antenna főbb jellemzői: 6,5 dB nyereség, 80% hatásfok, 77° irányélesség az E síkban, 85° a H síkban, —14 dB melléknyaláb szint. A k ö v e t k e z ő lépés egy négy elemből álló sugárzó sor elkészítése volt (11/b á b r a ) . Az elosztóhálózat in-line elrendezésű szimmetrikus szalagvonal, az an tenna m ö g ö t t elhelyezve, a nyomtatott elemhez rövid átvezetéssel csatlakoztatva. A z antenna nye
272
resége 11,7 d B , r < 2 bemeneti állóhullámarányhoz t a r t o z ó relatív sávszélessége 6,5% (lásd 12. á b r á t ) . A 4-elemes a n t e n n á t alap építő elemnek tekintve, a t o v á b b i oldalsugárzó felületi a n t e n n á k a t ilyen mo dulok összekapcsolásával á l l í t o t t a m elő. I l y módon 32-elemes (11/c á b r a ) , 64-elemes, és 128-elemes (13. ábra) a n t e n n á k készültek. Az egymásutáni reali zációk mindegyike 80% feletti hatásfokot mutatott, a melléknyaláb elnyomás az E s í k b a n ~ 1 2 dB, a H síkban ~ 14 dB volt. A moduláris tervezés—kísérletezés során köz benső optimalizálásra is sor került, amikor a 11/c á b r a szerinti antenna helyett optimálisra növelt oszlop távolságú 32-elemes modulokból é p í t e t t e m fel a 13. á b r á n bemutatott a n t e n n á t . A közbenső mérési eredmények nagyon pontosan k ö v e t t é k az irányka rakterisztika multiplikációjának elvét (az adott sík ban megkétszerezett elemszámú antenna irányélességi szöge pontosan fele volt az előzőének), a nyere ségértékek azonban — m é g a tápvonal-veszteségek Híradástechnika
XXXVI.
évfolyam
1985. 6. szám
EICIEIBIEICIEICI
G
H
Bl Bl Bl Bl Bl Bl Bl Bl Bl Bl Bl Bl Bl Bl Bl Bl Bi f i Bi Bi Bi Bi Bí Bi
tatnak (15. á b r a ) . A 128-elemes MSA 32-elemes mo duljainak bemeneteit felhasználva i l y m ó d o n térbeli monopulse antenna (egj'etlen impulzussal m ű k ö d ő k ö v e t ő antenna, lásd [5] 5. fejezet) h o z h a t ó létre. Méréseim szerint az azimut különbségi csatornán, az összegcsatorna fő sugárzási i r á n y á b a n 25 dB-nél nagyobb elnyomás a d ó d o t t . Mikrosztrip
haladóhullámú
aníennakísérletek
Nagyobb nyereségű alap-építőelem kiválasztása céljá ból megvizsgáltam egy magasabb m ó d u s b a n m ű k ö d ő MTA-t, amely W . Menzel nevéhez fűződik ([1] p. 204.). B á r az antenna közvetlenül az első maga sabb m ó d u s (TE ) f határfrekvenciája fölött a leg jobb hatásfokú (kvázi-TEM módusból TE módusba való konverzió hatásfoka ~80%, / / / = l,05 esetén), frekvenciával t ö r t é n ő nyalábmozgatás (frequency scanning) céljából megvizsgáltam a magasabb frekvenciás m ű k ö d é s t is. E m i a t t a nagyobb frekven ciák felé az eredetihez k é p e s t j a v í t o t t a m a bemeneti illesztést, valamint az antenna végére helyezett csil lapító fóliával b i z t o s í t o t t a m a j ó lezárást (11/d á b r a ) . ol
c
01
c
A k v á z i - r E M m ó d u s ú széles szalagon a TE magasabb módus létrehozható aszimmetrikus b e t á p lálással és a hossztengelyben elhelyezett m ó d u s elnyomó csapokkal (csapos antenna), illetve kereszt irányú résekkel (réselt antenna, nem sugárzó rések). A csapos antenna illesztését közvetlenül / = 8,8 GHz fölött optimalizáltam, míg a n y o m t a t á s szempont jából kedvezőbb kialakítású réselt antenna illesztését 12 GHz t á j á n j a v í t o t t a m (16A és C görbék). A lezá róra j u t ó t e l j e s í t m é n y h á n y a d o t ábrázoló 16/B és D görbék azt m u t a t j á k , hogy m i n d k é t antenna a 8,8—11,8 GHz s á v b a n aLs= 12 dB értékkel h a t á s o s a n sugároz. A főnyaláb iránya ( & ) a (19) egyenletből s z á m í t h a t ó , azonban i t t /3 a csőtápvonal analógia alapján a d ó d i k :
01
2J. ó&rct. Kísérleteim során vizsgált X-sávú mikrosztrip antennakollekció: A) Koaxiális táplálású, négyzet alakú MSA, B) Négy zetalakú nyomtatott antennákból felépített négyele m ű oldalsugárzó sor, szalagvonalas in-line elágazású párhuzamos táplálással, C) Négyzetalakú MSA-elemekből (4 x 8) felépített sugárzó rács (felületi antenna). A párhuzamos táplálású oszlopokhoz közösítő elosztó hálózat csatlakozik a sugárzók mögött, árnyékolt sza lagvonalas kivitelben, D) Magasabb módusban (TEoi) működő haladóhullámú antenna, integrált lezáró el lenállás lemezzel, módus-szupresszor résekkel, E) Meander-vonalú MTA, a hossztengelyre merőleges polarizációval, F) Franklin-antenna 11,4 GHz-re, vertikális polarizációval, G) Franklin-antenna 9,2 GHz-re, vertikális polarizációval, H) Körpolarizált Rampart-line antenna
c
M
P=2ji/Á ,
(26)
g
*e n-<M/2* r =
levonása u t á n is — egyre i n k á b b elmaradtak az el méleti értékhez képest (14. á b r a ) . Az o k : az elosztó hálózat növekvő sugárzási vesztesége. Ügy t ű n i k k i a k n á z t a m az elrendezésben rejlő le hetőségeket, nagyobb elemszámú a n t e n n á t (az adott módon) m á r nem volt célszerű építeni. Lényegében a (25) egyenlettel adotthoz hasonló limitálás jelent kezett, m á s okból és lényegesen jobb antenna para méterei mellett. A 128-elemes antenna főbb jellem zői : 25 dB nyereség, 80% hatásfok, 3,6° irányélesség az E síkban, 9,3° a H síkban, - 1 2 és - 1 4 , 5 dB melléknyaláb szint. Nagyobb nyereség realizálására célszerűbb a sok elemű a n t e n n á t a még igen j ó hatásfokú 32-elemes mo dulokból összekapcsolni, kis veszteségű félmerev koaxiális kábelek (mikroporózus dielektrikumú semirigid kábelek) segítségével, mint ahogy ezt a SEASAT-antemieL ([1] p. 259.) esetében' is t e t t é k . Az összekapcsoláshoz célszerűen használhatók m é g a szimmetrikus szalagvonalas realizációjú gyűrűs hibridek, melyek relatíve széles frekvenciatarto m á n y b a n jó a m p l i t ú d ó - és fáziskarakterisztikát m u Híradástechnika
XXXVI.
évfolyam 1985. 6. szám
(27)
e
A k é p l e t e k b e n szereplő s effektív p e r m i t t i v i t á s nak és w effektív vonalszélességnek az [1] k ö n y v 204. oldalán í r o t t a k k a l ellentétben semmi köze a széles szalagra T E M - m ó d u s b a n m e g h a t á r o z h a t ó ér tékekhez, hanem 0 és /? k é t frekvencián felvett é r t é kéből s z á m í t h a t ó k vissza. E z t a számítást méréseim (19. ábra) nagyon jól b i z o n y í t o t t á k . A m é r t antenna i r á n y k a r a k t e r i s z t i k á k a t a 17. és 18. á b r á k m u t a t j á k . Az iránykarakterisztika-mérések nem szabad térben, hanem l a b o r a t ó r i u m b a n (ref lektáló környezetben) t ö r t é n t e k , így a főnyalábtól távolabbi reflexiók h a t á s á n a k értékelése nem egy értelmű. J ó l látszik azonban a lezáró csillapító ha t á s a ; levételekor a 130° t á j á n levő melléknyaláb 9,4 dB-lel megemelkedett (17/B ábra). Az antenna nyereség növekedése ekkor mindössze 0,3 dB volt. e
e
M
A 19. á b r a nyereséggörbéje alapján, 9 GHz t á j á n 14 dB körüli alapnyereséggel és 1 dB elosztóhálózat
273
I
~ ~
1 160
'
F
4,37otr>iv)
0
1H45-12 12. ábra. 4-elemes MSA mért bemeneti
reflexiótényezője
io r
1
'
G,dB
/
t
25
r
í
\
I j
^
h
/
1
-\
-
I
! 10
)
10 I
100 ... i...
.1
IS
32
64
—»N
274
s
/ S s
IH45-13I
veszteséggel számolva, 32-elemes a n t e n n á v a l 28 dB körüli nyereség elérhetőnek látszik, J ? S Í 6 5 % össz hatásfok mellett. A meander-vonal számos mikrohullámú alkalma zása ismeretes. Gyakran használt elem például a depolarizátor (körös polarizációból lineáris és viszont), mely meander-szalagokkal telerakott, egymástól ne gyedhullám távolságra levő dielektromos lemezekből áll. Mikrosztrip vonalon realizált meander szalag gal haladóhullámú a n t e n n á t is k é s z í t h e t ü n k [11]. Egy a felső — X s á v r a tervezett meander — anten n á t m u t a t a 11/E á b r a . Mérési eredményeimet a 20. és 2 1 . á b r a mutatja. A m i n t ez a 21. á b r a H síkú
m
i
/
23. ábra. Polyguide laminátumon realizált, 128-elemes, X-sávú nyomtatott antenna
y
i
20
-15
*
!
128
ELEMEK
2S6 SZA'MA IHA5-UI
24. ábra. X-sávú nyomtatott antennák elméleti és mért nyeresége az elemszám függvényében
iránykarakterisztikáján l á t h a t ó , a főnyaláb iránya <9 = 112°, vagyis az antenna a lezárástól a bemenet felé sugároz. A 20. á b r a szerint a nyereség ~ 10% relatív f r e k v e n c i a t a r t o m á n y b a n 16 dB fölötti. 1984. őszén Helsinkiben (Helsinki Uiiiversity of Technology, Radio Laboratory), S. Tallquist jóvol tából m ó d o m volt megismerni a [14] beszámolóban ismertetett l á n c - a n t e n n á t (amely egyike volt az első, M
Híradástechnika
XXXVI.
évfolyam
1983. 6. szám
t A
9£
9,9
• 0
Mikrosztrip
t 1
«a
kivitelű
Franklin-antennák
A szakadással lezárt (állóhullámú), hullámhosszban mérve hosszú mikrosztrip s t r u k t ú r a oldalsugárzó F r a n k l i n - a n t e n n a k é n t való alkalmazása a szakiro dalom a l a p j á n igen jó nyereséget ígért. S. Nishimura és t á r s a i ([1] p. 216.) Rexolite—1422 típusú hordo zón realizált F r a n k l i n - a n t e n n á j á n a k kontrolijakép pen elkészítettünk egy 9,2 GHz-es MSA-t, Polyguide hordozón (11/G á b r a ) . A m é r t i r á n y k a r a k t e r i s z t i k á k a t a 22. á b r a mutatja. Az antenna valóban na gyon jó, nyeresége 17,9 d B , a p e r t ú r a h a t á s f o k a : 93%. Egyetlen h á t r á n y a a kis relatív sávszélesség (0,8%).
W IH45-15I
Egy felső X s á v r a tervezett [7] t o v á b b i antenna (11/F á b r a ) utólag elvégzett mérései (23. á b r a ) m á r a dielektrikumban terjedő felületi hullám megnöve kedett h a t á s á t m u t a t j á k (E-síkú i r á n y k a r a k t e r i s z t i ka, < 9 s 0 ° k ö r n y é k é n ) . Ezen antenna nyeresége 11,35 GHz-en 18,8 d B , r=s2 állóhullámarányhoz tar tozó relatív sávszélessége 1,6%. Ilyen a n t e n n á k össze kapcsolásával k i a l a k í t o t t oldalsugárzó MAA-val 30 dB feletti nyereség k ö n n y e n megvalósíthatónak látszik az X s á v b a n , diszkrét frekvenciákon.
25. döra. H á r o m gyűrűs hibridből álló hálózat beme neti reflexiós csillapítása, valamint átviteli tényező jének fázismenete
Körpolarizált
rádió-összeköttetésekhez használt nagy méretű m i k rosztrip a n t e n n á k n a k ) , valamintannak továbbfejlesz t e t t v á l t o z a t á t . Mikrosztrip á r a m k ö r e i m e n kontroliméréseket is végeztem (pl. 12. á b r a , 15. ábra), doc. V . Porra és prof. M . Valtonen szíves t á m o g a t á s á v a l . Terveimben szerepel a [14]-ben ismertetett antenna Polyguide-anyagú realizációjának kipróbálása.
A h a l a d ó h u l l á m ú meander-antenna, a periodikus s t r u k t ú r a hullámhosszban vett méreteinek speciális megválasztása mellett körpolarizált sugárzást mutat. J. R. James és t á r s a i [11] által R a m p a r t - a n t e n n á n a k . nevezett MTA egy realizációját mutatja a 11/H á b r a . A m é r t i r á n y k a r a k t e r i s z t i k á k a 24. á b r á n l á t h a t ó k Az antenna a teljes X s á v b a n m ű k ö d i k (10 GHz k ö r t n y é k é t kivéve), jó körpolarizációs tulaj donságoka
Híradástechnika
XXXVI.
évfolyam
1985. 6. szám
vonalsugárzó
275
no 2^0 iao * £ Cfok] J7. áöra. Kételemes, magasabb módusú A) Azonos polarizáció, lezáró csillapító polarizációs karakterisztika
-30"
H síkú iránykarakterisztikái 10,5 GHz-en m é r v e : szalaggal (<9m = 43°),
B)
Előbbi, lezárók
30
180
levéve, C)
Kereszt
0.fok H45-18I
18. ábra. Magasabb módusú MTA E síkú iránykarakterisztikája 10,5 GHz frekvencián: A)
276
Egyetlen (réselt) antenna, B)
Kételemes rendszer (elemtávolság 26 mm) Híradástechnika
XXXVI.
évfolyam
1985. 6. szám.
Mp
10,S
M,S
12,0
12,5
HK5-20 8
9
-10
1-1
20. ábra. Meander-vonalú MTA m é r t nyeresége és fő nyaláb iránya a frekvencia függvényében
M
H45-19 19. ábra. Magasabb módusú MTA (réselt) m é r t nye resége és fősugárzási iránya a frekvencia függvényé ben. Határfrekvencia, f = 8,8 GHz c
-2>0
0
30
60
9o
ffite*
ISO
1ŐO
Ho
Z4o
2^o
0
d e
t
/
-10 t
/
/
/
s
/
s
s
s
X
\
/
\
^—y
A
"\l
V » V / \,/
\
\
\
l
/
Jí
\ »
i
-20
\
V \ 1 \ \
\f\1
N,
•»
IH45-21 .2J. áöra. Meander-vonalú M T A iránykarakterisztikája a k é t fősíkban
mutat 10,8 GHz t á j á n , m á s u t t a horizontális és ver tikális komponensek k ö z ö t t 8—10 dB különbség m é r h e t ő . A 25. á b r a terhelésre j u t ó teljesítményt ábrázoló A görbéjéről leolvasható, hogy 10 GHz kör n y é k é n nem j u t teljesítmény a lezárásra, m á s frek venciákon az antenna a j ó haladóhullámú a n t e n n á k r a jellemző a L s l O dB átlagos csillapítást mutatja. H o v á l e t t a teljesítmény, ha nincs a t é r b e n , nem j u Híradástechnika
XXXVI.
évfolyam 1985. 6. szám
t o t t a l e z á r ó r a ? N y i l v á n reflektálódott. Valóban ezt t á m a s z t j a alá a 25. á b r a B görbéje. Sávzáró szűrő k é n t viselkedik a s t r u k t ú r a 10 GHz k ö r n y é k é n . Miért? A visszahajtott vonalszakaszok közelsége m i a t t i csatolt t á p v o n a l a k k ö v e t k e z t é b e n . A megoldás ú t j a : kesekenyebb szalag (nagyobb hullámellenállás) használata, melynél a csatolás elhanyagolhatóvá válik.
277
22. ábra. 9,2 GHz-es Franklin-antenna iránykarakterisztikája a két fősíkban
60
|
12Q
*S0
180
Z\0
Ík0
'I
MA H45-23 23. ábra. 11,4 GHz-es Franklin-antenna iránykarakterisztikája a két fősíkban
278
Híradástechnika
XXXVI.
évfolyam
1985. 6. szám
-90
-60
-30
0
t
/ >
/
/
30
/
/
/
/
y
<50
<Ö0
2<ö
/
N \
A
ábra. Körpolarizált vonalsugárzó
M
\
N
k V lA/|
i
>'' A
24.
<2£
^—
A
0
90
X
•y
'f J
60
\
\ >
\
i
i
90
iránykarakterisztikái
L
\ l \ 1 \ i
180
A
1.
tábláza
t
Mért MSA-jellemzők összehasonlítása ART.
n
03
(ábra)
Frekv. [GHz]
[dB]
(%)
[fok]
11. G
9,15
17,9
93
86
7,2
66
VERT.
11. F
11,35
18,8
90
87
7,0
67
VERT.
11. H
10,8
15,8
94
18
14,0
74
GIRC.
17,0
79
60
8,0
78
HOR.
11. H
8,37
©3 [fok]
Polar.
[tok]
11. E
11,9
16,2
80
112
11,0
74
HOR.
11. D
10,58
12,8
61
43
20,0
80
HOR.
11. C
10
20,2
76
90
7,4
18,5
HOR.
13.
10
25,0
56
90
3,6
9,3
HOR.
Mindez mennyiért ? Az antennaelmélet alap összefüggéséből (nyereség hatásos felület) kiinduló szerény költségbecslést adok Polyguide-alapanyagon realizált egyrétegű (el osztóhálózat a sugárzó elemek k ö z ö t t ) sokelemű nyomtatott a n t e n n á k r a a 10 GHz-es frekvenciasáv ban. Csupán az alapanyag költségét tekintve (átszá molt tájékoztató ár ~ 4 0 0 F t / d m ) , 25 dB-nél kisebb nyereségű a n t e n n á k n á l 70% nagyobb nyereségnél 50% összhatásfokkal számolva, az eredmények a 26. á b r á n láthatók. B á r minden szakember ismeri, nem á r t t u d a t o s í t a n i azt a t é n y t , miszerint az antennanyereség adott m é r t é k ű növelésének költsége erősen függ a kiinduló nyereségtől. A 26. á b r a alapján 8 GHz-en egy 16 dB-es antenna nyereségének megkétszerezése (19 dB-re) k b . 260 Ft-ba, 31 dB alapnyereség esetén minimá lisan 12 ezer Ft-ba kerül. E b b ő l következik, hogy nagynyereségű a n t e n n á t nem szabad elrontani, v i szont kisebb nyereségű építő-elemekkel olcsón kísér l e t e z h e t ü n k . Erre való a m á r e m l í t e t t moduláris tervezés.
IH/,5-261 26. ábra. Polyguide alapanyagon realizált egyrétegű MSA becsült alapanyag költségei
2
t á t o t t dipólusokból álló 100-elemes a n t e n n á v a l 17 GHz-en 28 dB nyereséget értek el, 74% hatásfok mellett. J. C. Williams nevéhez fűződik az átlós-kereszt táplálású MSA-k kifejlesztése ([1] p. 266., lásd még 10/K á b r á t ) . Továbbfejlesztett, nyomtatott rezonáns dipólusokból álló 16x16 elemes a n t e n n á v a l 25 dB nyereséget ért el 36 GHz-en, 60% sugárzási h a t á s fokkal. T u d o m á s o m szerint a legnagyobb frekvenciájú (70 GHz) hybrid-multilayer mikrosztrip a n t e n n á t J. R. James és társai készítették. A 32 rezonáns nyomtatott elemet t a r t a l m a z ó antenna részlete a 10/G á b r á n l á t h a t ó .
„State of the Art" Kilátó Szeretek a csúcsokra felnézni, innen t u d n i m i v á r h a t ó 10 év múlva. Mikrosztrip antenna t é m á b a n , nyereség szempontjából melyek a kiemelkedő pél dák? A bevezetőben említett 1024-elemű, 23 m felü letű fázisvezérelt mikrosztrip antenna (SEÁSAT, lásd [1] p. 259.) 1275 M H z frekvencián 34,9 dB nye reséget realizált. Teljes tömege mindössze 103 k g ! G. Dubost és C. Vinatier [12] szimmetrikus vissza hajtott nyomtatott síkdipólokból felépített, árnyé k o l t szalagvonalas táplálású 32x32 elemes a n t e n n á val 36,9 ± 0 , 3 dB nyereséget értek el, széles frek venciasávban (11,7—12,5 GHz), közel 50% teljes hatásfok mellett. Javaslatukban szerepel négy ilyen antenna közel 43 dB nyereséget adó csőtápvonalas összekapcsolása. Különleges táplálási megoldásáról nevezetes A . Nesic és t á r s a i [13] a n t e n n á j a . Antirezonáns nyom2
280
Remélem, sikerült felkeltenem a szakemberek ér deklődését, kielégítenem az érdeklődők kíváncsiságát mikrosztrip a n t e n n á k v o n a t k o z á s á b a n . Hadd említsem i t t még a terveimben szereplő t é mákat : — jó hatásfokú MSA, 12 GHz-es műsorszóró műhold (TV-DBS) vételére, — digitálisan fázisvezérelt antennaráccsal kap csolatos kísérletek, — gallium-arzenid monolit integrált antenna, milliméteres hullámsávra. A megszerzett ismeretanyagon és a kísérleti ered m é n y e k e n t ú l m e n ő e n úgy gondolom, hogy egy egy séges szemléletmód kialakítását teszi lehetővé a m i k rosztrip a n t e n n á k k a l való foglalatosság. Az á r a m k ö r t e r v e z ő t zavarba ejti, ha a mikrosztrip á r a m k ö r suHíradástechnika
XXXVI.
évfolyam 1985. 6. szám
gároz, dobozolni kell, ekkor pedig doboz rezonanciák lépnek fel. Egy a n t e n n á s s z á m á r a természetes, hogy egy meghajlított szalagvonal sugároz (ráadásul ezen az alapon k i t ű n ő a n t e n n á k a t lehet készíteni). A z , hogy a körpolarizált Rampart-antenna bemeneti reflexiója az említett gondokat okozta, csak a n t e n n á s szemmel nehezen m a g y a r á z h a t ó (ehhez kell a csatolt t á p v o n a l a k elmélete). Az, hogy a 10/A, B vagy C á b r á n , illetve a 11/E és H á b r á n l á t h a t ó s t r u k t ú r á k reaktanciával terhelt t á p v o n a l k é n t , s z ű r ő k é n t vagy a n t e n n a k é n t m ű k ö d n e k csupán a hullámhosszban m é r t elemtávolságoktól függ. Mindez egy k é p b e n , az elektromágneses térelméletben benne van. Ehhez kellenek az a n t e n n á k . A világ ugyanis egységes, csak m i szakemberek kategorizálunk. Lehet, hogy egy m á r elfogadott kategóriába t ö b b minden is belefér? Lehetséges, hogy az antenna, a tápvonalrendszer, a P I N - d i ó d á s fázis vezérlő á r a m k ö r ö k (a kiszolgáló áramkörökkel e g y ü t t ) , a mikrosztrip szűrők, sőt a komplett mikro hullámú a k t í v á r a m k ö r ö k egy alapanyagon (legyen az lágy dielektrikumú hordozó, k e r á m i a , vagy gallium-arzenid) helyezkedjenek el? A mikrosztrip a n t e n n á k n á l mindez természetes k ö v e t e l m é n y . Ez az integráltság g o n d o l a t á n a k megvalósítása. Véleményem szerint a mikrosztrip a n t e n n á k fej lesztéséhez is jó elméleti felkészültség, találékonyság és szívós k u t a t ó munka szükséges. Az a n t e n n á k zöme a hazai technológiai színvonalon realizálható. A realizációt nem érintik az igen nehezen, vagy egy általán nem beszerezhető m i k r o h u l l á m ú félvezetőkkel kapcsolatos ismert gondok.
IRODALOM [1] Bahl, I . J. and Barüa, P.: „Microstrip A n t e n n á s " Artech House, Inc. Dedham, Massachusetts, 1980. [2] Carver, K. R. and Mink, J. W.: „Microstrip Antenna Technology „ I E E E / A P — 2 9 No. 1. January 1981. pp. 2—24. [3] Mailloux, R. L . et al: „Microstrip Array Technolo gy" IEEE/AP—29, No. 1. January 1981 pp 25-37. [4] Dr. Istvánffy Edvin: „Tápvonalak, antennák, hullámterjedés" Tankönyvkiadó, Budapest, 1967. [5] Dr. Almássy György: „Mikrohullámú Kézikönyv", Műszaki Könyvkiadó, Budapest, 1973. [6] Völgyi Ferenc: „Mikrosztrip a n t e n n á k fejlesztése (Tanulmány) B M E - M H T 1975. [7] Endes Ildikó: „12 GHz-es mikrosztrip antenna tervezése" Diplomaterv, B M E , M H T . 1981. [8] Völgyi Ferenc: „X-sávú mikrosztrip antennák tervezése, realizálása és mérése" B M E Jubileumi Tudományos Ülésszak, 1983. ápr. 20. (Kiadvány 58. o.) [9] Wiesbeck, W.: „Miniaturisierte Antenne in Mikrowellenstreifenleitungs technik" NTZ 28 (1975) H . 5. S. 156-159. [10] Collier, M.: „Microstrip Antenna Array for 12 GHZ. T V " Microwave Journal, September 1977. pp 6 7 - 7 1 . [11] James, J. R., Hall, P. S., Wood, C, Hendersson, A.: „Somé recent developments in microstrip antenna design" I E E E / A P —29 No. 1. January 1981. pp. 124-128. [12] Dubost, G., Vinatier, C.: „Large bandwith and high gain array of földed dipoles acting at 12 G H Z " 3th International Conference on Antennás and Propagation 1 2 - 1 5 April, 1983. CPN. 219 Part 1, pp. 145-149. [13] Nesic, A. et al: „Highly efficient two-dimensional printed antenna array w i t h a new feeding network" 14. EuMC, September 1984. pp 6 9 7 - 7 0 1 . [14] Timi, M., Henriksson, J., Tallquist, S.: „Printed Circuit Radio Link Antenna" 6th Europ. Micro wave Conf., Sep. 1976. pp. 280-283. [15] Völgyi, F. Jachimovits, L - Bozsoki I . : „Desing of hibrid integrated microwave circuits made on plastic substrate" I V . Nat. conf. on Microwave Solid State Elekronics, Gdansk (poland) 1977. pp. 46-54.
