Nagyfrekvenciás. Elektronikája

BMGE Szélessávú Hírközlés és Elméleti Villamosságtan Tsz.

2007

Nagyfrekvenciás N R Rendszerek E Elektronikája Összefoglaló Alapvető összefüggések Smith diagram, származtatása Tápvonaltípusok, S-paraméterek Ferrites eszközök, szűrők, rezonátorok Oszcillátorok, szintézerek Erősítő tipusok, kiszajú erősítők Teljesítményerősítők Detektorok, keverők Kontroll eszközök: csillapítók, kapcsolók, modulátorok, stb. Bonn Hungary Elektronikai Kft.

www.bhe-mw.eu

dr. Kazi Károly


2007

Tápvonalelméleti alapok Z0

L1

L1

R1 C1

R1 C1

G1

Általános, ideális, ill. kisveszteségű eset

Terjedési tényező:

γ=α+jβ

Csillapítási tényező: α

Fázistényező:

általánosan:

G1

Z0

γ = (R1+jωL1)(G1+jωC1)

(ideális eset: α = 0 )

β (ideális eset: β= 2π/ λ ) R1+jωL1 G1+jωC1

Hullámellenállás: Z0=

Ur Z - Z0 Feszültség reflexiós tényező: Γ = U = e -j2βl = Γ0 e -j2βl Z + Z0 h

1+│Γ│ 1+Γ0 Umax Feszültség állóhullámarány: r = = = Umin 1-Γ0 1-│Γ│ Bonn Hungary Elektronikai Kft.

dr. Kazi Károly

2


2007

A Smith-diagram I. A grafikus kapcsolat az impedancia és a reflexiós tényező között

Ur Z - Z0 -j2βl Γ= = e = Γ0 e -j2βl Uh Z + Z0

Komplex formában: Γ = U + jV

Az impedanciát normalizáljuk Z0-ra és jelöljük Z’-vel:

Z = Z’= R’+jX’ Z0

(Z0 általában 50 Ω)

A fentiekből: U + jV =

R’-1+jX’ R’+1+jX’

Ezt valós és képzetes részre megoldva kapjuk: U=

R’2 -1+X’2 (R’+1)2 +X’2

és

Bonn Hungary Elektronikai Kft.

V=

2X’ (R’+1)2 +X’2

dr. Kazi Károly

3


2007

A Smith-diagram II. X’ -t kiejtve kapjuk:

( az r=

U= 1 R’+1

U-

+V = ( ) R’+1 ) (R’+1)

R’ (R’+1)

R’

2

2

1

2

ami tulajdonképpen

és V = 0 középpontú,

sugarú körök egyenlete

1

jV

R’=0 R’=0.5 -1

ábrázolva

R’=1

R’=2

1

U

-1


dr. Kazi Károly

4


2007

A Smith-diagram III. Az előző lépést alkalmazva, de az R’ kiejtésével:

(U - 1 ) + (V - X’ ) = ( X’ ) 2

az és

U = 1 és r=

1 X’

1 V= X’

1

2

1

2

kifejezést kapjuk, ami viszont

középpontú,

1

jV X’= +1

sugarú körök egyenlete

X’= +2

X’= +0.5 -1

1

U

ábrázolva X’= -0.5 -1


X’= -1

dr. Kazi Károly

X’= -2

5


2007

A Smith-diagram IV. Az előző két görberendszer együtt alkotja a Smith (poláris impedancia / admittancia) diagram-ot:

Lezárás felé

Generátor felé

λ /2-re periodikus

Impedancia diagram

Tükörképe: Admittancia diagram


dr. Kazi Károly

6


Csőtápvonal

2007

Előnyei: - kis veszteségű - jó izoláltságot biztosít - nagy teljesítményeken is használható - áramköri elemek mechanikus kialakíthatósága b

Hátrányai:

a

- nagy méretek, súly - korlátozott sávszélesség - nehezen integrálható - sorozatgyártásban is drága

Tipikus adatok: E-sáv: 0,75-1,12 GHz, X-sáv: 8,2-12,4 GHz,

a=247,7 mm, b=123,8 mm a=22,9 mm, b=10,2 mm

Alkalmazása napjainkban: mm hullámú áramkörök, kiszajú antenna tápfejek Más keresztmetszetű (kör, négyzetes, ill. bármilyen szabálytalan) is lehet Bonn Hungary Elektronikai Kft.

dr. Kazi Károly

7


2007

Koaxiális tápvonal Előnyei:

d

- kis veszteségű is lehet - jó izoláltságot biztosíthat - kábel jellegű, összekötésekre jól használható - nagy sávszélességű

Hátrányai: - technológiailag bonyolult, viszonylag drága - nehezen integrálható

D

Főbb csatlakozótípusok: BNC 7/16 N SMA, K SSMA

DC - 1 GHz DC - 6 GHz DC - 12 GHz DC - 26 GHz DC - 40 GHz

d=2 mm, D=4,6 mm (RF rendszerek) d=7 mm, D=16 mm (GSM, UMTS rendszerek) d=3 mm, D=7 mm (egyik leggyakoribb) d=1,5 mm, D=3,5 mm (másik leggyakoribb) d=1,2 mm, D=2,7 mm (csak nagy frekvenciákra)


dr. Kazi Károly

8


2007

„Stripline”, v. „triplate” tápvonal Előnyei: B

εr w

t

- viszonylag kis súly, kis méret - nagy sávszélesség - jól illeszkedik a sorozatgyártási technológiákhoz - jól tervezhető, nem sugároz - összetettebb áramkörök építhetők

Hátrányai: - nagyobb veszteség - nehézkesen hangolható - tápvonalmódusok létrejöhetnek

Főbb alkalmazásai: - sorozatban gyártott drop-in elemek (iránycsatolók, hibridek, cirkulátorok, stb.) - érzékenyebb, de hangolást nem igénylő áramkörök, pl. szűrők


dr. Kazi Károly

9


2007

„Microstrip-line” tápvonal Előnyei:

H w

t

εr

- kis súly, kis méret - nagy sávszélesség - olcsón gyártható sorozatban - ideális összetettebb áramkörök építésére - könnyen hangolható, akár mérés közben

Hátrányai: - nagyobb veszteség - nagyobb áthallások - sugárzási effektusok

Főbb alkalmazásai: - leggyakrabban használt tápvonalfajta, megegyezik a hagyományos nyák technológiával, vegyesen is használható - többnyire ezt használják az MIC technológiában


dr. Kazi Károly

10


2007

Egyéb tápvonalfajták

Coplanar (GND nélkül is)

Slotline / rés vonal (GND nélkül is)

Parallel plate line (GND nélkül is)

Suspended substrate line - általában vegyesen, az adott feladatnak megfelelően kombinálva használják


dr. Kazi Károly

11


2007

S (szórási) paraméterek, mátrix Mikrohullámon: pólusok helyett kapukat célszerű használni

Z’01

Áramok és feszültségek helyett:

Z’02

S

kapocspári (port) hullámparaméterek

a2

a1

Definició:

b1

b2

ai=

Ui+ Z0i

bi=

UiZ0i

i = 1, 2

Ui+ és Ui- az i-edik kapun a haladó és reflektált feszültség, Z0i az i-edik kapu hullámellenállása Vektoros formában felírható: Részletezve:

S11= S12=

b1 a1

a2=0

b1 a2

a1=0

és S22= és S21=

b=S.a b1 b2

=

S11 S12 S21 S22

b2 a2 a1=0 b2 a1 a2=0


.

a1

b1=S11.a1+S12.a2

a2

b2=S21.a1+S22.a2

azaz Sii a reflexiótényező az i-edik kapun, ha a többi illesztetten van lezárva és Sij az átviteli tényező az j-edikről az i-edik kapura, ha a többi illesztetten van lezárva

dr. Kazi Károly

12


2007

S mátrix tulajdonságai különféle négypólusok esetén A NP tulajdonsága

Az S mátrix tulajdonsága

A mátrixelemek közötti kapcsolat

Általános

Reciprok

Reciprok, reaktáns Szimmetrikus, reciprok, reaktáns

Főátlóra szimmetrikus, azaz S = S S = S és S*. S = E azaz unitér Mindkét átlóra szimmetrikus, unitér, azaz S*. S = E

2

2

S12 ;Φ12

S21 ;Φ21

S22 ;Φ22

S21 ;Φ21

S11 = S22 2

S21 = 1- S22 2Φ12 = Φ11 + Φ22 ± π S11= S22;

S11 ;Φ11

S11 ;Φ11

S12= S21 S12= S21;

A NP-t leíró valós adatok

S12 = S21 2

S22 ;Φ22

S11 ;Φ11 Φ22 S11 ;Φ11

S21 = 1- S11 Φ12 = Φ11 ± π/2

Jelölések: S : transponált (sor oszlop csere)


S* : konjugált

E : egység (főátlóban 1)

dr. Kazi Károly

13


2007

Főbb jellemzők leírása hullámparaméterekkel A négypólusba befolyó teljesítmény:

Pbe =

1 1 . a* a = ( a1 2 + a2 2) 2 2

A négypólusból kifolyó teljesítmény:

Pki =

1 1 . b* b = ( b1 2 + b2 2) 2 2

A Γ1 bemenő reflexió Γ2 lezárás esetén:

S

Γ1

Γ2

a1 b1

b2 Γ1 = S11 +

a2 S12. S21 . Γ2 1 - S22 . Γ2


b1=S11.a1+S12.a2 b2=S21.a1+S22.a2

Γ2 = 0

b1 Γ1 = a 1

a2 Γ2 = b 2

Γ1 = S11

dr. Kazi Károly

14


2007

Kétkapus, passzív, reciprok, reaktáns szerkezetek szórási mátrixa Ilyen áramkör: pl. egy tápvonalszakasz (bármilyen reaktáns elemmel) ez egyben szimmetrikus is: S12 = S21

Ζ01’= 1

S

S

a1 b1 b1 S11= Γ1 = a 1 Levezethető:

b2

a2= 0

S=

a1= 0 S11 ± j 1 - S11 2

b1

Ζ02’= 1

b2

a2

b2 S22= Γ2 = a 2

± j 1 - S11 2 S11

Tehát a szórási mátrix egy paraméterrel (S11) teljesen meghatározott, azaz csak egyetlen egy műszaki előírást adhatunk rá (ez általában a bemeneti reflexiótényező) Ideális esetben reflexió és csillapítás mentes, S11=S22=0, S12 = S21 = 1, a fázisa a referenciasíktól függ


dr. Kazi Károly

15


2007

Izolátorok szórási mátrixa Egyik legfontosabb, veszteséges nonreciprok kétkapu az izolátor

S=

Ideális esetben:

1

2

Általában ez nem igaz, de felírható, hogy:

0

0

e -jφ 0

S11 , S12 és S22 << S21

Az izolátorok jóságát a 0-val közelített elemek „eltűnésének” mértéke határozza meg. A gyakorlati izolátorokat az S11 és S22 reflexiós tényezők helyett a könnyebben mérhető r1 és r2 feszültség-állóhullámaránnyal szokták jellemezni. Az S12 és S21 átviteli tényezők helyett pedig az a1-2 és a2-1 csillapításokat használják (dB-ben):

r1 =

1 - S11

a2-1= 20 lg

Ideális esetben r1 = r2 = 1, at = a1-2 = 0 és ai = a2-1 = ∞. Az izolátor jóságát a szelepviszony adja meg: Gyakorlati adatok:

1 + S11 1 S12

és

r2 =

1 + S22 1 - S22

és a1-2= 20 lg

1 S21

ai R= at

r1, r2 ≤ 1,02 és R ≥ 100 (pl.: at ≤ 0,2 dB, ai ≥ 20 dB)


dr. Kazi Károly

16


2007

Cirkulátorok szórási mátrixa A legfontosabb, veszteségmentes nonreciprok három- (vagy több) kapu a cirkulátor

3

1

S=

Ideális esetben:

2

(A referenciasík megfelelő megválasztásával)

0

0 1

1 0

0 1

0 0

A valóságban itt sem tűnnek el a 0-ás elemek, de értékük jóval kisebb az 1-es elemekénél !

0 S12 S13 S = S21 0 S23 S31 S32 0

Kihasználva, hogy veszteségmentes, illesztett 3 kapu S

0

0 e–jφ13 0 0

vagy

= e–jφ21 0 e–jφ32 0

S=

0 e–jφ12 0 0 0 e–jφ23 e–jφ31 0 0

A reflexiós tényező nem független a záróirányú csillapítástól, a mátrix egyenleteket megoldva, a másodrendű kicsi tagokat elhanyagolva kapjuk:

S11 ≈ S23 S22 ≈ S31

a3-2[dB]= 20 lg

S33 ≈ S12 Gyakorlati adatok:

1 S23

≈ 20 lg

1 S11

= 20 lg

1 Γ1

r1, r2, r3 ≤ 1,02 és at ≤ 0,2 dB, ai ≥ 20 dB)


dr. Kazi Károly

17


2007

Elméleti alapok Anyagok mágneses tulajdonságain alapul • Elektron mint töltés kétféle mozgása (mag körüli, ill. perdület) • Mágneses momentum (ferrites anyagok esetében: perdület a döntő) • Alapjában véve véletlenszerű az irányítottság • Külső térrel rendezve

makro szinten semleges

mágnesessé válik

• állandó mágnesek (ha a külső teret megszüntetve megmarad),
Az elektromágneses hullám terjedése ferritekben • a mágneses tulajdonságoktól függően irányonként más terjedési tényező • csillapítás, polarizáció elforgatása • rezonancia jellegű viselkedés, szűrők, oszcillátorok


dr. Kazi Károly

18


2007

Izolátorok szórási mátrixa Egyik legfontosabb, veszteséges nonreciprok kétkapu az izolátor

S=

Ideális esetben:

1

2

Általában ez nem igaz, de felírható, hogy:

0

0

e -jφ 0

S11 , S12 és S22 << S21

Az izolátorok jóságát a 0-val közelített elemek „eltűnésének” mértéke határozza meg. A gyakorlati izolátorokat az S11 és S22 reflexiós tényezők helyett a könnyebben mérhető r1 és r2 feszültség-állóhullámaránnyal szokták jellemezni. Az S12 és S21 átviteli tényezők helyett pedig az a1-2 és a2-1 csillapításokat használják (dB-ben):

r1 =

1 - S11

a2-1= 20 lg

Ideális esetben r1 = r2 = 1, at = a1-2 = 0 és ai = a2-1 = ∞. Az izolátor jóságát a szelepviszony adja meg: Gyakorlati adatok:

1 + S11 1 S12

és

r2 =

1 + S22 1 - S22

és a1-2= 20 lg

1 S21

ai R= at

r1, r2 ≤ 1,02 és R ≥ 100 (pl.: at ≤ 0,2 dB, ai ≥ 20 dB)


dr. Kazi Károly

19


2007

Izolátorok alkalmazásai Különféle áramköri egységeknek, a jel haladási útján történő, egymástól való elválasztására használják Generátor

Terhelés

Kritikus: S11

Az ún. terhelés-visszahatás csökkentése (Átviteli csillapítás tip.: 0,2 dB Izoláció tip.: 20 dB)

Jel bemenet

Előerősítő

Keverő

KF kimenet

Kritikus: S11 és S12

Az előerősítő leválasztása a helyi oszcillátorról Helyi oszc.


dr. Kazi Károly

20


2007

Izolátor tervezése reflexió leválasztására Γ1 = S11 +

T Γ1

Γ2 Jó izolátor esetén:

S21 ≈ 1

Felhasználva:

e –jφ21

1 S12

az ≥ (1 + α) azs = (1 + α) 20 lg Γ1

Γ2 Γ1

+ 20 lg

α

Γ2 Γ1

Γ2

α értékét célszerű 0,5…1 közé venni, ha Γ1 nagyon kicsi, α legyen nagy

Γ1 ≈ S11 + Γ2 S12 izolátor S11

Γ1 Γ1 - Γi1

aza

a saját reflexió miatt szükséges záróirányú csillapítás többlet

Γi1 ≤ Γ1 1-

a legrosszabb esetben a reflexiók összeadódnak

az= 20 lg

∆a = α aza alapcsillapítás

1 - S22 . Γ2

valamint S11 , S12 és S22 << S21

Γ1 ≈ S11+ Γ2 S12S21 ≈ S11+ Γ2 S12 az= 20 lg

S12. S21 . Γ2

∆a

Példák: α = 0,5 a ≥ 30 lg Γ2 z

Γ1

Γi1 ≤ Γ1 1-

Γ1 Γ2

Γ2 = 0,5; Γ1 = 0,05 -re az ≥ 30 dB, Γi1 ≤ 0,684. Γ1 = 0,0342; FÁHA = 1,07

α=1

az ≥ 40 lg

Γ2 Γ1

Γi1 ≤ Γ1 1-

Γ1 Γ2

Γ2 = 0,5; Γ1 = 0,05 -re az ≥ 40 dB, Γi1 ≤ 0,9. Γ1 = 0,045; FÁHA = 1,09


dr. Kazi Károly

21


2007

Cirkulátorok szórási mátrixa A legfontosabb, veszteségmentes nonreciprok három- (vagy több) kapu a cirkulátor

3

1

S=

Ideális esetben:

2

(A referenciasík megfelelő megválasztásával)

0

0 1

1 0

0 1

0 0

A valóságban itt sem tűnnek el a 0-ás elemek, de értékük jóval kisebb az 1-es elemekénél !

0 S12 S13 S = S21 0 S23 S31 S32 0

Kihasználva, hogy veszteségmentes, illesztett 3 kapu S

0

0 e–jφ13 0 0

vagy

= e–jφ21 0 e–jφ32 0

S=

0 e–jφ12 0 0 0 e–jφ23 e–jφ31 0 0

A reflexiós tényező nem független a záróirányú csillapítástól, a mátrix egyenleteket megoldva, a másodrendű kicsi tagokat elhanyagolva kapjuk:

S11 ≈ S23 S22 ≈ S31

a3-2[dB]= 20 lg

S33 ≈ S12 Gyakorlati adatok:

1 S23

≈ 20 lg

1 S11

= 20 lg

1 Γ1

r1, r2, r3 ≤ 1,02 és at ≤ 0,2 dB, ai ≥ 20 dB)


dr. Kazi Károly

22


2007

Cirkulátorok alkalmazásai A leggyakrabban alkalmazott giromágneses eszköz, azonos frekvenciájú, de ellentétes irányba haladó jelek egymástól való elválasztására használják Jel kimenet

T

3

1 2

Jel kimenet

3

1

Jel bemenet

2

3 1

1 2

3

Antenna

Jel bemenet

2 f1

Be

2

2 f2

Adó

Adó-vevő f1

f2

3

1

3

1

3

1

Reflexiós erősítő f3

Izolátor Be

Vevő

Egykapus erősítő

f3

2 f1

f2

Csatorna szűrőváltó elrendezések


dr. Kazi Károly

23


2007

Tranzisztorok kétportos szórási mátrixa D

G

S

D

S G

szélessávú oszcillátorok

erősítők

G

S D

közepes teljesítményű oszcillátorok

Bármely konfigurációban tud aktív eszközként viselkedni

Tranzisztorok háromportos szórási mátrixa a1 Z0

b1

a2 G

a3

D S b 3

Mérhető, vagy a kétportos paraméterekből származtatható

b2 Z0

Oszcillátortervezésnél, a pontosabb visszacsatolás modellezésben sokszor előnyösen használható

Z0 Bonn Hungary Elektronikai Kft.

dr. Kazi Károly

24


2007

Szűrők főbb jellemzői Nem foglalkozunk a speciális (pl. lineáris fázisú, futási idő korrektor, ill. aktív) szűrőkkel (ezeket a speciális korrekciókat ritkán oldják meg mikrohullámon, ill. az aktív szűrők zaja, stabilitása a gond)

Passzív, lineáris és (első közelítésben) veszteségmentes kétkapuk A nagy csillapítású am a zárósáv kis csillapítású f3 < f < f4 az áteresztősáv a0 f1 < f < f2 f4 F f2 f3 f1 - ezek alapján megkülönböztetünk: LPF, HPF, BPF, BSF A

A

A

A

am

am

am

am

a0

a0

a0

a0

f1 f2

aluláteresztő

f3

F

f1 f2

felüláteresztő

f3

F

f1 f2

f3 f4

F

sáváteresztő

f1 f2 f3 f4 sávzáró

(low pass filter)

(high pass filter)

LPF

(band pass filter)

(band stop filter)

HPF

BPF

BSF


dr. Kazi Károly

F

25


2007

Szűrőtervezés 1. A mikrohullámú integrált szűrők megvalósításuk, tervezésük szempontjából lehetnek: - koncentrált, ill. kvázikoncentrált paraméterűek - rezonátor – inverter típusúak - azonos hosszúságú tápvonalszakaszokból felépítettek Valamilyen szinten mindegyik visszavezethető a koncentrált elemű szűrők tervezésére

Koncentrált elemű szűrők tervezése: jól ismert szűrőelmélet, szintézis, tervezési módszerek valamennyi átviteli típus visszavezethető aluláteresztő típusra

A

A

am

am

Ωa= 2πfa = 1 a0 fa

F

fa Ω= f

a0 fa

F

Sávszűrőkre a transzformálhatóság feltétele:

fa1. fa2 = fz1. fz2 = f02


csak főbb vonalaiban

A

A

am

am

a0

a0

fa1

fa2

f0 f f0 f Ω= fa2 – fa1 f0

F

fa1

fa2

F

fa2 – fa1 f0 Ω= f0 f f0 f

dr. Kazi Károly

26


2007

Szűrőtervezés 2. Az aluláteresztő jellege lehet:

A

A

Az áteresztő sávban maximális laposságú

A

F

F

F

Az áteresztő sávban egyenletes (Csebisev)

Mindkét sávban egyenletes (elliptikus)

A megvalósítás koncentrált, normalizált elemekkel: g1 g0

g2

g2

gN

g3 g4

gN-1

gN+1

g0

g1

g4

gN-1

g3

gN

gN+1

A gyakorlati mikrohullámú megvalósítás rezonátorokkal történik Probléma: a rezonátorok összekötése

a távolság összevethető a hullámhosszal

Megoldás: tervezési segédeszköz az inverter bevezetése


dr. Kazi Károly

27


Inverterek

2007

Passzív, veszteségmentes, szimmetrikus kétkapuk:

Z1 impedanciát Z2-be transzformálják az alábbi definíció szerint: Z1. Z2 = K2 ahol K az inverterre jellemző (frekvenciafüggetlen) modulus, Ω-ban 90 0 -os fázistolást valósít meg a bemenet és kimenet között gyakran normalizálják a hullámimpedanciára Az inverterek transzformációs tulajdonságai:

K

Z2

K

Z1

900

Z1. Z2 = K2

Z1

Z2

K Z1. Z2 = K2

Z2

K

Z1

K

K1

K2

K3

Z1. Z2 = K2

K=

Impedancia-inverter (K) Admittancia-inverter (J = K-1)

Megvalósításuk: (keskeny sávban) K hullámellenállású, λ/4 (900) hosszúságú tápvonalszakasz

- L(C)

- L(C)

K K1.K3 K2

L(C)

K = ω.L L(C)


- L(C)

- L(C)

K= dr. Kazi Károly

1 ω.C 28


2007

Rezonátorok

Koncentrált esetben (Li, Ci) rezgőkör a gyakorlati rezonátoroknak több rezonanciafrekvenciája van egy rezonanciafrekvencia közelében jól leírható rezgőkörrel

Mikrohullámon Li és Ci helyett: ω0i = 2.π.f0i=

soros esetben

1

párhuzamos esetben

ω0i dBi bi= 2 dω

ω0i dXi xi= 2 dω

Li.Ci

rezonancia (kör)frekvencia

reaktanciameredekség

Terhelt jósági tényező L

R0

Qt =

C

1 2R0

R0

L C

xk= ω0.L

admittanciameredekség

L L

R0

R0

C

C

Qt =

2 R0

L C

Qt =

xk= ω0.L

R0 2

C

C L

L

C L bk= ω0.C

Qt = 2.R0

bk= ω0.C

Soros / párhuzamos rezgőkörök transzformációja párhuzamos / sorossá: R0 Qpárh. = K

2 .Q soros

és fordítva

Qsoros =

K R0

2 .Q párh.


a jósági tényező is transzformálható, ha: R0 = K

dr. Kazi Károly

29


2007

Rezonátorok megvalósítása Fajtái: félhullám hosszúságú tápvonalszakasz méretezése viszonylag egyszerű jósági tényezője nagyon jó is lehet

csőtápnonal,

mikrosztrip

tetszőleges formájú fizikai üreg általában mértani alakzat

méretezése alakfüggően bonyolult lehet jósági tényezője nagyon jó is lehet koaxiális üreg méretezése könnyebb lehet

becsatolás hurokkal, vagy szondával

jósági tényezője nagyon jó is lehet dielektromos rezonátor kis méret, egyszerű csatolás, jó integrálhatóság viszonylag nagy jósági tényező giromágneses (YIG)

diszk

gyűrű

kis méret, nagy jósági tényező nagy hiszterézis

nehezen gyártható, érzékeny, drága szélessávú hangolhatóság


dr. Kazi Károly

30


2007

Gyakorlati szűrőfajták Rezonáns üregekkel megvalósított - csatolt üregek - kisveszteségű - nagy meredekségű - általában drága Azonos hosszúságú tápvonalakból felépített szűrők - egyik legelterjedtebb (egyszerű analízis) - inverterekkel transzformált elemek - tápvonalcsonkok (nyitott, v. rövidrezárt) - csatolt vonalas, (pl. mikrosztrip) Elrendezés szerinti nyomtatott szűrők - hajtű (combline) - lépcsős szűrő - csatolt vonalas

Tervezési példa Microwave Office-al Bonn Hungary Elektronikai Kft.

dr. Kazi Károly

31


2007

Oszcillátorok főbb jellemzői Frekvencia Kimenő teljesítmény Stabilitás (frekvencia, ill. amplitudó) - hőmérsékletfüggés - tápfeszültségfüggés (push) - lezárás függés (load pull) Zaj (amplitudó: AM ill. fázis: FM) Spektrumtisztaság harmonikusok egyéb jelek Rázásállóság (mikrofónia)

Oszcillátorok fajtái Csöves (Klisztronok)

(aktív eszköz alapján)

Félvezetős


Diódás Tranzisztoros IC-s

dr. Kazi Károly

32


2007

Negatív ellenállású (diódás) oszcillátorok (Tunnel-diódás, Gunn-diódás, Impatt-diódás)

Yd

Dióda kisjelű admittanciája: Gd

Yd = Gd + jωCd 2

U

Cd

2

Yd = – G 0 (1 – α U ) + jωC0 (1 + βU )

Cp

U: effektív feszültség a dióda kapcsokon rezonátor

dióda

A rezgés feltétele: Yd(U) + Y(ω) = 0

Y(ω) = G + j ωCp –

Valós részre (veszteségekre): Képzetes részre (reaktanciákra):

G

Lp

terhelés (+ összes veszteség)

- Gd

1 ωLp

G0

2

G 0 (1 – α U ) = G – ωCd0 (1 + βU2) = ωCp –

1 ωLp

A berezgés folyamata: U = 0; G0 > G

G U

U addig nő, míg - Gd = G

A dióda teljesítménye: P = G U2 = G 0 (1 – α U2) U2 A rezgési frekvencia: f0 =

Pmax = 0,5 G0 U2

(a dióda veszteségét is figyelembe véve, a valóságban kicsit kisebb)

1 2π Lp (Cp + Cd0(1 + βU2))


U növelésével f0 kissé csökken

dr. Kazi Károly

33


Diódás oszcillátor konstrukciók 1.

2007

DC

Csőtápvonalas: (waveguide)

Gunn-dióda

Mechanikus hangolás

rezonáns hossz

hangolócsavarral rövidzárral

kisebb terhelt Q nagyobb hangolási sávszélesség Elektronikus hangolás hangoló feszültség

varaktor dióda


dr. Kazi Károly

34


Diódás oszcillátor konstrukciók 1.

2007

DC

Csőtápvonalas: (waveguide)

Gunn-dióda


rezonáns hossz

hangolócsavarral rövidzárral

kisebb terhelt Q nagyobb hangolási sávszélesség Elektronikus hangolás hangoló feszültség

varaktor dióda


dr. Kazi Károly

35


2007

Diódás oszcillátor konstrukciók 2. Elektronikus hangolás

Koaxiális:

Varaktor-dióda DC táp


Gunn-dióda 2. harmonikus elnyomása

λ 8

Kimeneti csatlakozó

λ 2

Mikrosztrip:

LPF

Pki

Z0

Gunn-dióda

DC táp L

λ 2

C


L C

dr. Kazi Károly

36


2007

Tranzisztoros oszcillátor DRO

Dielektromos rezonátoros

Z Kimenet

LPF

D S

G

R

Tápfeszültség

Oszcillátorok külső jósági tényezőjének mérése: Injektálásos módszerrel

3

Injektáló bemenet

Kimenet

Adler formula

1 2 Mérendő oszcillátor


BL =

2ω0 Qext

dr. Kazi Károly

Pi Po

37


Fáziszaj

P

2007

Pc ∆f dBc @ ∆f Hz

fc

injektált fáziszaja

dBc @ 10 kHz Hz

f

1 Hz

Vezérelt oszcillátor fáziszaja P

Pl.: - 80

az injektálás az AM zajt nem csökkenti

Pc szabadonfutó fáziszaja

FM zaj csökkentése stabilitás növelése moduláció

injektáló fáziszaja

fc Bonn Hungary Elektronikai Kft.

f

dr. Kazi Károly

38


2007

Tipikus, mért fáziszajgörbe statikus esetben

Mért fáziszajgörbe vibrációs terhelés esetén


dr. Kazi Károly

39


2007

Varaktoros hangolású tranzisztoros DRO


dr. Kazi Károly

40


2007

Szinkronizálási technikák, szintézerek Egyhurkos, frekvenciaosztással A hangoló feszültség:

Mikrohullámú oszcillátor

Iránycsatoló

Kimenet

f0

UH

UH ≈ fR - f0/N fR

Referencia oszcillátor

f0/N

Osztásarány programozása

Frekvencia osztó ÷N

Keverő

Egyhurkos, frekvenciasokszorozással

Mikrohullámú oszcillátor

Iránycsatoló

Kimenet

f0

UH Referencia oszcillátor

fR

Sokszorozó keverő

Sokszorozás Referencia oszcillátor

fR

Frekvencia sokszorozó xN

Kimenet

N x fR


BPF

f0 = N x fR

dr. Kazi Károly

41


2007

Szinkronizált VCO mikrohullámú panelja


dr. Kazi Károly

42


2007

Erősítők csoportosítása Kiszajú (LNA), - kis teljesítményű - bemeneti zajtényező - bemeneti illesztés Meghajtó (buffer, driver) - közepes teljesítményű - átviteli karakterisztika - erősítés Nagyteljesítményű (HPA) - kimenő teljesítmény - kimeneti illesztés - hatásfok


dr. Kazi Károly

43


2007

Kiszajú erősítők erősítése A 70-es évek elejéig csöves, majd egyre nő a FET-es erősítők jelentősége

Ζs

Általánosan:

Ζin

Γs

Γin

a1

S11 S12 S21 S22

b1 GT =

Ζout

ΖL

Γout

ΓL

a2= 0

b2

S21 2 (1- Γs 2)(1- ΓL 2) (1- S11Γs)(1- S22ΓL)- S12 S21ΓsΓL

2

A maximális erősítés: Mindkét oldal komplex konjugálttal van lezárva és nincs visszahatás

ΓS = S11* S12 = 0


ΓL = S22*

Gmax =

S21 2 (1- S11 2)(1- S22 2)

dr. Kazi Károly

44


2007

Kiszajú erősítők stabilitása A stabilitási faktor:

∆S

Rollett féle

K=

1+ S11S22 - S12S21

2

- S11 2 - S22

2

2 S12 S21

Feltétel nélkül stabil, ha:

K > 1 és

vagy

Maximális stabil erősítés:

Maximális elérhető erősítés:

1+ S11 2– S22 2– ∆S

2

>0

1– S11 2+ S22 2– ∆S

2

>0

MSG =

MAG =

S21 S12 S21 S12

Smith-diagramon ábrázolva: stabilitási körök

ha

K< 1

(K – K2 – 1 )

feltételesen stabil

ha

K= 1

MSG = MAG

K-tól függően kívül vagy belül stabilak


dr. Kazi Károly

45


2007

Kiszajú erősítők zaja LNA RN @T Az ellenállás zaja

NA ; G

ΝR = kTB

ΖL Νo = NA+ G.kTB

Boltzmann-állandó Zaj sávszélesség Hőmérséklet K-fokban

Sin N0 S/Nin kTB NA NF = = = = 1+ Sin.G S/Nout G.kTB G.kTB N0 Sorba kapcsolt fokozatok zajtényezője: Fn – 1 F2 – 1 F3 – 1 … F = F1 + + + + G1 G2 G1 G1… Gn-1 Kimenő zajteljesítmény: TA TA . . Νo = G k (T0+TA)B F = 1+ NF[dB] =10 log(F)= 10 log(1+ ) T0 T0

A zajtényező (NF):

Az erősítő zaja (ekvivalens zajhőmérséklet)


Szobahőmérséklet (290 K0)

dr. Kazi Károly

46


2007

Kiszajú erősítők tervezése 1. Elvileg:

Kimeneti illesztés

Bemeneti illesztés

de helyette, a gyakorlatban: Közbülső illesztés

Kimeneti illesztés

- maximális erősítésre - átviteli kompenzációra

- kimenő teljesítményre - kimenő reflexióra

Bemeneti illesztés Optimum - zajtényezőre

- bemenő reflexióra

Tápfeszültség: mindig kettős ! S11

Zaj

Dinamika-tartomány: Freq


NF

P1dB

dr. Kazi Károly

47


2007

Kiszajú erősítők tervezése 2. FET paraméterek helyettesítőkép alapján: CDG

G

LG

RG UCGS

gm =

iDS UCGS

Ri gm

RD RDS

CGS

iDS

S

LD D CDS

CDG+ CGS: teljes gate

csatorna kapacitás

RS LS

Ri+ RDS: teljes

csatorna ellenállás A többi parazita elem

Gyakorlatban ma már katalógusadatok (mért S paraméterek) alapján terveznek.


dr. Kazi Károly

48


2007

Kiszajú erősítő megvalósítása (LNBDC) Buffer-ek

Szűrők

Keverők

DRO


LNA-k

Bemenetek

dr. Kazi Károly

49


2007

LNA layout:


dr. Kazi Károly

50


2007

A teljesítményerősítők tervezésének 10 fő szempontja 1. Megfelelő FET választás (20-30%-al nagyobb teljesítmény, mint a specifikált kimenőszint, alacsony frekvencián Si bipolaris a jobb) 2. Nagyobb feszültségű a jobb (nagyobb letörési feszültség, kisebb áram) 3. Mindig a maximális érték alatt járassuk (áram, feszültség) 4. Réteg-tok-doboz hővezetést a legjobbra kell tervezni (optimalizált hűtési viszonyok) 5. Load-pull (terhelés visszahatás) érzékenységet figyelembe kell venni 6. Ha lehet, tokon belül illesztett (internally matched) eszközt használjunk (jobb a hatásfoka, de sávkorlátozott) 7. Bemenetet minimális csillapításra, kimenetet maximális teljesítményre illesztetjük (előnyös, ha sávon kívül nem erősít) 8. Használjunk kis veszteségű koncentrált, vagy koncentrált-elosztott elemeket (főleg a kimeneti veszteségeket kell minimalizálni) 9. Kis veszteségű teljesítményösszegzőt (85-90% hatásfok) alkalmazzunk 10. Szélessávú illesztésre a kis Q-jú hálózat a legjobb


dr. Kazi Károly

51


Erősítési osztályok Id

Id

Ugs

IF

IDSS

2007

A osztály Id t

MP

A maximális áram lehetne:

-Vp

beépített potenciál Ugs ~0,5 V

t

t

B osztály

Ugs Resistive load (ohmos lezárás)

t

IF/2, de IDSS/2 jobb

Uds Uds

Ugs

Id=Idpeek.sin(ω0t)

(0

< ω0t < π)

I d= 0

(π

< ω0t < 2π)

Ha viszont nincs RF, nincs DC sem !

AB osztály

Digitális modulációnál


Furier sorfejtéssel: Mindig van DC komponens

t Id=Idpeek ( .

∞

1 1 + 1 sin(ω t) – 2 0 π 2 π n=2,3… n2 -1 cos(nω0t))

Σ

C osztály

Még kisebb folyási szög

dr. Kazi Károly

52


2007

Kompresszió, torzítás Pout (dB)

IP3

1 dB-s kompresszió

Tipikusan 10-12 dB a különbség

1 dB

Egy jel esetén nem annyira zavaró, de többre …

Harmadrendű termék (3 dB/dB)


2f1

f1 + f2

kombinációs termékek

2f2 – f1 3f2 - 2f1

f1, f2

3f1 - 2f2 2f1 - f2

f2 - f1 2f2 - 2f1

Pin (dB)

2f2

frekvencia

dr. Kazi Károly

53


2007

Hozzáadott teljesítmény hatásfok (PAE) A teljesítményerősítőknél lényeges szempont:

η=

Egy FET-ből kivehető maximális teljesítményre levezethető, hogy a Gate szélesség függvénye:

S

D

w

Pout - Pin PDC

MMIC-ra tipikus érték a 0,5 W/mm

G Tipikus FET teljesítményadatok napjainkban: 2 GHz körül:

200 – 300 W CW

10 GHz körül:

20 – 30 W CW

30 GHz körül:

2 – 3 W CW

Ez a legritkább esetben elegendő

Párhuzamos kapcsolásra, összegzésre van szükség


dr. Kazi Károly

54


2007

Összegzési technikák I. 1. Elosztott (distributed) erősítő: Szélessávú megoldás, meglehetősen bonyolult, aktív összegzés

ZG1

Input

ZG2

ZG3

ZG4

Zt

C UG

Rt C

ZD1

RD UD

ZP2

ZP1

RG

ZD2

ZP3 ZD3

ZP4 ZD4

Zout

C

Output

C Csövekre először 1936-ban publikálták

1981-ben GaAs FET-es erősítő 7,5 dB gain, 2-14 GHz sáv, 300-350 mW Ma hasonló 2-3 W-os, de keskenyebb sávú


dr. Kazi Károly

55


2007

Összegzési technikák II. Egyszerű megoldás, de keskenysávú és veszteséges ha nem illesztett

2. Wilkinson-hibrid: Input 1

Z0 R = 2Z0

Input 2

Z0

Z0 2 λ/4 λ/4

Azonos fázisú

Z0

Sáv szélesítése: több szakasz

Output

Létezik többágú verziója, de illesztés ?

Z0 2

Gyakorlatban ezt alkalmazzák

Input 1

λ/4 Input 2 Input 3

λ/4

λ/4 Input 4

λ/4

Z0

Output

λ/4

λ/4


dr. Kazi Károly

56


2007

Összegzési technikák III. 3. Branchline-hibrid: Port 2

Port 1

S21 = - 3 dB, α S31 = - 3 dB, α + 900

Port 4

Port 3

S41 = Izolált Sávszélesítés több szekcióval

4. Soros összegzés: - 6 dB

Input

- 4,78 dB

- 3 dB

Output - 3 dB


- 4,78 dB

- 6 dB

dr. Kazi Károly

57


2007

Összegzési technikák IV. 5. Összegzés chipek esetén (IC-kben):

Gyakorlati erősítőknél: Kimeneti izolátor Reflektált jel figyelése Hőmérséklet figyelése Áramfelvétel figyelése Bekapcsolási sorrend vezérlése Bonn Hungary Elektronikai Kft.

dr. Kazi Károly

58


2007

Linearizálási technikák: Előrecsatolt (feedforward) erősítő: Főerősítő

S+D

S

φ2 Input S

Alapjel

Torzítás

φ1

-D

Hibaerősítő

Analóg előtorzítás Digitális előtorzítás


dr. Kazi Károly

59


2007

100 W, 2 GHz-es erősítő:


dr. Kazi Károly

60


2007

Detektálás i

n: idealitási tényező (1…1,5) q: elektron töltése I0: dióda telítési árama

qv

i(v) = I0.(e kTn – 1)

i

i(v)

v

t

C(v)

v

vi t 10 000

Rs

Vout[mV] telítéses

1 000

lineáris

100

g(v)

qv di q g(v) = = I0(e kTn ) d v kTn

Először tűs diódák, majd

10

1940 körül az első kristálydiódák: 20 dB konverziós veszteség

négyzetes

1

1945 évek elején: 10 dB konverziós veszteség

0,1 -40 -20

0 +20 +40

Pin[dBm]

1950 körül: 6 dB konverziós veszteség ma már: 4 dB konverziós veszteség @ 50 GHz


dr. Kazi Károly

61


Előfeszítés hatása I0 = 0

100

30

βv[mV/µW]

βv[mV/µW]

200

Cj = 0,13 pF

50

Rs = 10 Ω

20 10

Is = 1.10-7 Α

I0 = 20µA

2007

I0 = 0

20

I0 = 20 µA

10

f = 10 GHz

5 5

10

15

f [GHz]

20

-50

50

0

hőmérséklet

100

[0C]

Detektortípusok Nagyérzékenységű, keskenysávú

Szélessávban érzékeny

Vd erősítő

illesztés

Jel

Zt

CB

DC

Jel

DC+ill.

Vd Dd +

Dm

Vd erősítő

illesztés

-

CB

Zt

CB

Szélessávban lapos

erősítő

illesztés

DC

erősítő

illesztés

Hőkompenzált

Jel

Vd

Zt


Jel

50 Ω

CB

dr. Kazi Károly

Zt

62


2007

Videó detektálás vett jel 1

detektált jel

1+m2/2 2m

fc m = 0,5

m

m2/2

m/2 fc- fm

f

DC fm 2fm

fc+fm

RF

fIa= fL-fRa fIf= fRf- fL

fRa fL fRf

2fc 2fc±fm 2fc±2fm

PLO≥ PIF

IF

PRF≥ PIF IF

alsó oldalsávos lefelé keverés

m2/4 f

PLO≥ PRF

LO

felső oldalsávos lefelé keverés

m

m2/4

Keverők

IF

1+m2/2

A kikevert jel mindig kisebb mindkét bemenő jelnél alsó oldalsávos felfelé keverés

felső oldalsávos felfelé keverés

f

2fL f

fRa fL fRf

fIa= fL+fRa

fIf= fRf+ fL

A másik a tükörfrekvencia (image)


dr. Kazi Károly

63


2007

Matematikai leírási módszer: harmonikus balansz technika Furier-transzformáció Frekvenciatartományban leírás a külső áramkörre

Időtartományban U-I leírás a diódára

(lineáris, DC-n, n.LO-n végezzük el)

(nemlineáris, feltételezés: csak LO van)

Az illeszkedő felületen megegyeznek? Ha igen, ügyesek voltunk Ha nem, újraszámoljuk…

Konvergencia esetén, néhány ciklus után kellő pontosságú leírást kapunk Bonn Hungary Elektronikai Kft.

dr. Kazi Károly

64


2007

Keverő típusok I. 1. Egydiódás keverők (Single Ended Mixer): RF

LPF

illesztés

50 Ω

IF

Szélessávú LO jel

LO RF

DC

LPF

illesztés

IF

Rögzített LO jel

DC

50 Ω LO


dr. Kazi Károly

65


2007

Keverő típusok II. 2. Kétdiódás keverők: Antiparallel Diode Mixer BPF

RF

LO+IF filter

LPF

IF

LPF

Egyszeresen kiegyenlített keverő Single Balanced Mixer

LO

IF filter

RF Hybrid

LPF

LO Bonn Hungary Elektronikai Kft.

IF

dióda az illesztőáramkörökkel

dr. Kazi Károly

66


2007

Keverő típusok II. 2. Négydiódás keverő: Kétszeresen kiegyenlített keverő Double Balanced Mixer

DBM

RF

2 db DBM

IF

I-Q detektor/ demodulátor

LO

LO

Elvileg modulátor is !

I

900 Hybrid

00 Hybrid

RF

50 Ω

Q Bonn Hungary Elektronikai Kft.

dr. Kazi Károly

67


2007

Keverő típusok III. 3. Tükörelnyomásos keverő: Image Reject Filter Real IF 00 ;Image IF 00 00

RF 900 Hybrid

900

Real IF

00 00

00 Hybrid

LO

900 Hybrid

50 Ω

Image IF 50 Ω

Real IF -900 ;Image IF +900 (alsó LO frekvenciát felételezve)


dr. Kazi Károly

68


2007

Gyakorlati detektorok, keverők I. Det. out / IF

Csőtápvonalas (Detektor / Egydiódás keverő)

Keskenysávú, hangolt

Detektor: csak RF Szélessávú, illesztett

Keverő: RF + LO

Csőtápvonalas (Kétdiódás keverő)

RF

„Mágikus” T

IF


LO

dr. Kazi Károly

69


2007

Gyakorlati detektorok, keverők II. Kétszeresen kiegyenlített (DBM)

RF

IF

LO


dr. Kazi Károly

70


2007

Gyakorlati detektorok, keverők III. I-Q vevő

I 50 Ω

900 Hybrid

00 Hybrid

RF

LO Q Bonn Hungary Elektronikai Kft.

dr. Kazi Károly

71


Kapcsolók

2007

(diódás,vagy FET-es, IC-s)

Kis impedancia Nagy impedancia

Rs

Soros

Z0

Ci

Párhuzamos

LS

Z0

Nagy impedancia Kis impedancia Z0

LS

Ci

Rs

LS

Z0

Legfőbb jellemzők: Beiktatási csillapítás (Insertion Loss, IL) Záró csillapítás, izoláció (Isolation) Bonn Hungary Elektronikai Kft.

dr. Kazi Károly

72


2007

A beiktatási csillapítás számolása VL IL = VLD VLD =

Z0

2

kapcsoló

2VL

2VL 2 + Z/Z0 IL =

2 + Z/Z0 2

≈

2

R =1+ + 1 Z0 4

A párhuzamos kapcsolóra analóg módon: IL =

Z = R + jX

2 + Y/Y0 2

2

G =1+ + 1 Y0 4

Z0

R 2 1 + Z0 4

X Z0

VLD

2

Y = G + jB G 2 1 + Y0 4

B Z0

2

A kapcsoló mindkét állapotát ezzel kell számolni, a megfelelő értéket helyettesítve a dióda impedanciája helyébe Gyakorlati adatok: IL = 0,1dB / ISO = 15 dB reaktáns kompenzálással IL = 0,05 dB-re javítható Bonn Hungary Elektronikai Kft.

dr. Kazi Károly

73


Kapcsoló típusok

OUT2

SPDT (Single Pole Double Throw) Soros

IN

OUT1

Párhuzamos SW1

2007

λ/4

SW2

OUT1

OUT2

IN

OUT1

SW2

SW1

λ/4

OUT2

IN

30 25

Izoláció [dB]

A párhuzamos inkább rezonáns jellegű (λ/4)

20 15

ISO Párhuzamos

0,8

Soros

0,6 0,4 IL

0,2 2,0

2,5


3,0

3,5

4,0

f[GHz]

dr. Kazi Károly

74

BMGE Szélessávú Hírközlés és Elméleti Villamosságtan Tsz. FET-es SPDT kapcsoló

2007 OUT1

Párhuzamos

OUT2

OUT1

λ/4 50 Ω

10 GHz-en: 0,5 / 25 dB IN

OUT2

λ/4 50 Ω

Soros-párhuzamos kapcsolóelemek kombinációja

OUTa

Sna

S1a

S3a

Sn-1a S4a

S1b

S2a

Pl.: SP3T 0,5 -18 GHz-ig: 0,5 – 3 dB 60 - 70 dB


S3b S2b

Sn-1b S4b

Snb OUTb

IN

dr. Kazi Károly

75


2007

Kapcsolási idő: Töltések kiürítése az I (Intrinsic) rétegből a rétegvastagságtól függ

legyen vékony a réteg

átütési feszültség lecsökken Tapasztalati érték: τ =

kompromisszum

legyen vastag a réteg

P[W] nsec 25

(Si-ra, GaAs kb. négyszer jobb)

Vezérlés (táplálás) hatása: vezérlés

Szűrő impulzus felfutási ideje: τ =

LPF SD

Az optimális szűrőkarakterisztika

HPF Csillapítás [dB]

HPF

τ = τ12+τ22

0,44 nsec BW

τ1 = τ2 = τF τ = 2 τF =

BW = f0

Diódára:

HPF 1/2f0

f0


f0

Pl.: 1 GHz-en

3 LPF

1,24

3/2f0

f

FET-re:

τ = 1,24 nsec

τD ≈ τF τFET << τF

dr. Kazi Károly

76


2007

Vezérelt csillapítók: PIN dióda:

Ri =

Áram-vezérelt ellenállás:

az I réteg vastagsága

w2 2µ.τ.I0

áram (gyakorlatban: I0-0,87) töltéshordozó élettartam töltéshordozó mozgékonyság az I rétegben

π hálózat:

PIN 1

PIN 1 R2

U2

Z0

Z0

U1

PIN 2

R2

PIN 1 R1

PIN 2

U1

PIN 2

Z0

T hálózat:

U2

Z0

Ellenütemű vezérlés: bemenő impedancia Z0 legyen

π hálózatra:

K=

U1 U2

R1 =

Z0(K -1/K) 2

Analóg csillapító (Hittite) Pl.:IC DC-20 GHz, 32 dB, (két vezérlő fesz. kell) Alapcsillapítás: 1 - 2 dB, fázistolás: 0 - 1900

R2 =

Z0(K+1) (K -1)

Digitális csillapító (Hittite) Pl.:IC (6 bit) DC-13 GHz, 31,5 dB, 0,5 dB lépés Alapcsillapítás: 3 - 4 dB, fázistolás: 0 - 600


dr. Kazi Károly

77


2007

Limiterek I: Alapban csak minimális beiktatási csillapításuk van Egy adott bemenő teljesítményszint felett limitálnak Alkalmazásuk: Vevők védelme: saját, és/vagy más, közeli adókkal szemben Szélessávú generátorok állandó kimenő szintjének biztosítása Fázismodulált rendszerek AM zajának csökkentése Átviteli karakterisztika

Pout [dBm]

20

i

Izolációs csillapítás

30

Uin

D1

Uout t

u

Varaktor-diódás:

kis teljesítményen rezonáns jellegű előbb a rezonancia elhangolódik, majd egyenirányító hatás

Ideális limiter

áteresztési szint 10

D2 Uout

u Uin

Beiktatási csillapítás

10

egyenirányító jellegű

Schottky-diódás:

20 30 Pin[dBm]

Uin D1

D2

c L

Uout

40

u Mindkét fajta csak kis teljesítményt visel el


dr. Kazi Károly

78


2007

Limiterek II: Nagyobb teljesítmények kezelése: PIN diódás limiter Ún. vezetőképesség-modulátor (az RF feszíti elő, ill. zárja le) Elvi kapcsolásban hasonlít az előzőekhez Valamivel lassúbb (főleg a nagyteljesítményűek) Gyakorlati elrendezések: PIN

IN

VARAKTOR

OUT

A PIN megvédi a varaktort IN

DET

PIN

VARAKTOR

OUT

A detektor gyorsítja a reagálást, s bekapcsolja a PIN-t


dr. Kazi Károly

79


2007

Fázistolók: Lehet digitális, vagy analóg Ferrites, vagy félvezetős, ez utóbbi diódás vagy FET-es Reflexiós, vagy átviteli (transzmissziós) jellegű Digitális elrendezések: Transzmissziós

φ2/2

Reflexiós vonal 1

SW1

φ1

IN SW2

φ2

OUT

SW1

SW2

1 3

OUT IN

vonal 2

φ3/2

φ1/2 SW1

SW2

2

(hibrid is lehet) Probléma: a nem tökéletes kapcsoló: kikapcsolt vonal rezonanciát okoz, de kihangolható Folytonos elrendezés: kis értékű reaktancia (reflexiós, de egy λ/4-re elhelyezett másikkal kompenzálható) Megvalósítása, pl. varaktorral IN

jB1

λ/4

jB2

OUT


dr. Kazi Károly

80


2007

Modulátorok: Amplitudó modulátor: Bármely kapcsoló, vezérelt csillapító (járulékos fázismoduláció) Fázismodulátor: Bármely vezérelt – digitális - fázistoló (járulékos amplitudómoduláció) Vektormodulátor (amplitudó és fázis): Amplitudó és fázismodulátorok megfelelő kombinációja (általában diszkrét helyzetű) I-Q modulátor (folytonos fázisban és amplitudóban is)

I

IN

DBM

900 Hybrid

00 Hybrid

OUT

DBM

50 Ω

Q Frekvenciamoduláció: Jelforrások frekvenciájának változtatása (varaktor, YIG, stb.)

Egyéb áramkörök: Frekvenciaosztók, frekvencia sokszorozók, fésűgenerátorok


dr. Kazi Károly

81


2007

Sok sikert kívánok ! A puskázás még fegyverviselési engedély birtokában is elnyeri méltó büntetését !


dr. Kazi Károly

82

Nagyfrekvenciás. Elektronikája

Recommend Documents